基于UC3842 的反激变换器驱动电路设计
【摘要】当前，电子技术的发展越来越迅猛，人们的生活也与电子设备息息相关。电源
是电子设备必需的动力能源，它的性能很大程度上决定着电子设备的性能，高效率和低
成本是电源设计的主要发展目标。开关电源凭借着它的高效和轻小，慢慢地代替了线性
稳压电源成为了主流。本论文在广泛了解开关电源知识的基础上，基于UC3842 设计了
反激式变换器的驱动电路，并通过仿真验证了驱动电路的有效性。详细设计了反激变换
器的外围电路，包括输入整流滤波电路、控制电路、电压反馈电路、过流保护电路和输
出整流滤波电路等。对所需的各个元器件参数进行了计算，选用合适的规格，其中变压
器的计算尤为重要。最后用仿真软件SABER 进行仿真，得到准确的波形，并进行讨论分
析。
【关键词】开关电源，UC3842，反激拓扑，SABER 仿真
基于UC3842 的反激变换器驱动电路设计
II
Drive Circuit Design of Flyback Converter Based on UC3842
【Abstract】Currently, with the increasingly rapid development of electronic
technology, people's work and life are closely related to electronic devices. Power
supply is a power source which is essential to electronic devices, and its property
largely determines the performance of electronic devices. As a result, high efficiency
and low cost have become the main development goals of power supply design.
Switching power supply slowly replaced the linear stabilized voltage supply to become
a mainstream with its efficiency and small in size. On the basis of having a extensive
understanding of the switching power supply, this article designs a drive circuit that
has flyback converter based on UC3842 and verifies the validity of the drive circuit by
simulation. Besides, this article detailedly designs the flyback converter’s peripheral
circuit, which includes an input rectifier filter circuit, a control current, a voltage
feedback circuit, a current foldback circuit and an output rectifier filter circuit etc. We
calculate the required parameters of each component, and choose appropriate
specifications (the calculation of the transformer is particularly important.) Finally we
use SABER simulation software to gain accurate waveforms and have a discussion on
the results.
【Key Words】Switching power supply, UC3842, Flyback topology,SABER simulation
基于UC3842 的反激变换器驱动电路设计
III
目录
第一章绪论1
1.1 开关电源的发展历史1
1.1.1 国际发展的状况1
1.1.2 国内发展的状况2
1.2 开关电源发展趋势2
1.3 论文所做的工作2
第二章开关电源及UC3842 的工作原理4
2.1 开关电源基本原理4
2.2 开关电源的拓扑分类4
2.3 反激式开关电源的原理5
2.4 UC3842 芯片介绍5
第三章电路设计8
3.1 桥式整流电路8
3.1.1 桥式整流电路的工作原理8
3.1.2 整流二极管的选择9
3.1.3 输入滤波电容的选择9
3.2 变压器的设计9
3.2.1 变压器的工作原理9
3.2.2 铁芯的选择10
3.2.3 PWM 输出信号最大占空比Dmax 及开关管的选择11
3.2.4 变压器绕组匝数11
3.2.5 线圈的电感量12
3.2.6 计算峰值电流13
3.3 控制电路设计13
3.3.1 电流模式控制13
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IV
3.3.2 启动电阻R2 14
3.3.3 反馈回路及采样电阻15
3.3.4 Rt 与Ct 的值15
3.3.5 过流保护电路15
3.3.6 RCD 吸收回路16
3.3.7 输出整流滤波电路16
第四章电压反馈回路设计拓展17
4.1 反馈绕组输出电压分压采样17
4.2 输出电压直接分压采样17
4.3 采用反馈电压采样和光耦采样综合18
第五章SABER 仿真19
5.1 SABER 仿真软件19
5.2 原理图19
5.3 波形分析20
第六章总结与展望23
致谢24
参考文献25
附录25
基于UC3842 的反激变换器驱动电路设计
1
第一章绪论
近年来，由于电子技术以及其他技术学科的不断发展与创新，开关电源技术也有了
突飞猛进的进展。由此也发明出了许多方便人们生活，提高人们生活质量的产品，如LED
照明设备、医疗设备、电力设备、通信设备等，开关电源日新月异的发展在能源方面有
着重要的作用[1]。效率高、重量轻、体积小、稳压范围宽等都是开关电源的特点。相比于
这些特点，线性稳压电源的工作特性不仅受电网电压影响，还受电网频率的波动影响，
所以开关电源有着巨大的优势，大多领域都已使用开关稳压电源。现在，一般只有开关
稳压电源的末级稳压电源才用到线性稳压电源。由于许多开关稳压电源技术和产品的问
世，大多电子产品都可以采用电池供电，也有很大的几率把电子产品变得越来越小，甚
至改为便携式。所以开关电源是电子设备发展的关键，越来越多人的注意力也投到了开
关电源技术这个领域[2]。
1.1 开关电源的发展历史
1.1.1 国际发展的状况
1955 年，美国科学家罗耶首先研制出了晶体管直流变换器，它能利用磁芯来进行自
激振荡。60 年代末，微电子技术进入高速发展阶段，出现了高耐压、大电流的功率开关
晶体管，从此市电经过整流滤波就可以直接输入直流变换器。工频降压变压器终于不被
使用，这使功率开关晶体管的使用范围大大增加了，并且更加轻便高效。20 世纪70 年
代后，各种与之有关的开关二极管，高频电容等元件的出现，使得无工频变压器开关稳
压电源得到飞速发展。集成开关电源也开始沿着两个大方向研究。一是把集成化运用到
开关电源的控制电路上。1977年，脉宽调制控制器集成电路被研究出来，美国 Motorola
公司、Unitrode 公司和Silicon General 公司等相继推出一系列的PWM 芯片[3]。近年来，
国外更是已研制出了开关频率高达1MHz 的高速PFM、PWM 芯片。二是希望能让中、
小功率开关电源实现单片集成化。美国电源集成公司(Power Integrations)率先在1994 年
研制成了三端隔离式PWM 型单片开关电源，它属于AC/DC 电源变换器。之后又相继推
出了TOPSwitch、TOPSwitch-II、TOPSwitch-Fx、TOPSwitch-GX、PeakSwitch、LinkSwitch
等系列产品。意-法半导体公司也开发出很多单片电源系列产品，比如VIPer100、
VIPer100A、VIPer100B 等，并被人们大范围使用。单片开关电源从问世以来，已经形成
几十个系列、数百种产品，作为一项有巨大发展前景与影响力的新产品，它得到了国内
外电源界的普遍关注。单片开关电源有很多优点，如高性价比、高集成度、最简外围电
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路和最佳性能指标等，己成为众多电子开发的优选集成电路[4]。
1.1.2 国内发展的状况
20 世纪60 年代，我国开始了开关稳压电源和生产晶体管直流工频变换器的研制，
几年便进入实用阶段。1974 年，我国终于研制成功了无工频降压变换器的开关稳压电
源，我国的开关电源的开发正式进入轨道。接下来在众多研究学者的努力下，我国研制
出多种20K 工作频率、1000W 以下输出功率的开关稳压电源，它们都被应用在了电子计
算机、通信、电视机等多个方面，使人们的生活愈加便捷。20 世纪80 年代初期，开始
研制工作频率在100-200KHz 的高频开关稳压电源，经过近十年的不断进取终于试制成
功。但是我国的开关电源现状依旧不容乐观，现在的研究方向是提高工作频率和实用
性，在这方面与先进的国家差距仍是非常巨大[5]。并且目前国家的半导体研发和工艺跟不
上时代的步伐，导致我们仍需要从国外进口很多开关稳压电源电路里的关键元器件，像
储能电感、高频开关变压器磁性材料、功率开关晶体管等。因此我国的开关电源还有很
长的路要走[6]。
1.2 开关电源发展趋势
（1）小、薄、轻量
随着脉宽调制控制器（PWM）的出现，使开关电源更加被广泛运用。促进它向体积
小，重量轻，高效节能，安全和环保的方向发展[7]。为使开关电源小型化，目前有以下方
法：提高PWM 变换器的频率，来减小元器件的体积；使用压电变压器，让变换器的功率
密度更高；采用适合于电源与电力电子方面的新型电容器，减小电子设备，来提高它们
的能量密度。
（2）高效率
高频化是开关电源发展的必然趋势，而要实现高频化，PWM 变换器的开关功耗就会
增加，噪声变大，效率也会降低，难以达到最初的效益。所以如果能运用上软开关技
术，实现零电流关断和零电压开通，开关电源的进步将会非常明显。
（3）模块化
电源的集成技术已经经历了很多过程，如无源元件集成和电力半导体器件模块化
等。接下来要做的就是让电源系统能集成在一个芯片内，这样产品的体积将会减小，寄
生参数也相应减小。几年前开关电源的功率密度为 1W / in 3，而现在可达2～6 ， 3 W / in
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3
新型的谐振变换器技术更是让功率密度提高到了20～40 。为了降低成本，提高元
件的可靠性，让所有元器件集成在一个模块内，研究要向着真正的一体化前进。
1.3 论文所做的工作
介绍了开关电源的发展历程，详细描述了反激变换器和UC3842 芯片的基本组成跟
工作原理，并完成了电路的闭环设计。详细计算了各元器件的参数，最后通过SABER 仿
真，得到理想的波形，使理论得以验证。
本文结构安排如下：
第一章是绪论，主要综述了开关电源的历史和当前国内外达到的水平，以及未来发
展的趋势；
第二章对开关电源及控制芯片UC3842 的结构以及基本工作原理进行了详细的说
明，为后面的电路设计奠定基础；
第三章描述了整流电路器件、变压器、控制电路的设计及器件选型，电压反馈回路
设计等；
第四章提供了另外两种不同电压反馈电路的设计方法，并对它们的优缺点进行探讨；
第五章是SABER 仿真分析，给出了电路设计完整的原理图，并对SABER 仿真的结
果进行分析。
第六章是总结与展望，对所作的工作进行归纳，以及对开关电源前景的展望。
3 W / in
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4
第二章开关电源及UC3842 的工作原理
2.1 开关电源基本原理
开关电源的控制方式有脉宽调制型和频率调制型。在日常生活中，脉宽调制型得到
了广泛的应用[8]。脉宽调制又可分为两种：电压控制型和电流控制型。电压控制型由于是
单闭环的电压控制系统，响应速度较慢，线形调整率精度低。而电流控制型与前者不
同，它能使开关电源具有快速的瞬态反应，且具有很高的稳定性。图2-1 为基本的开关电
源原理图。
图2-1 基本的开关电源原理图
开关电源的组成部分有：输入电路、变换电路、控制电路和输出电路。输入的交流
电压经过整流滤波变成直流电压，直流电压再经高频变换器变成方波，最后经过整流滤
波，变成我们所需要的直流电压。控制电路由基准电压、取样器、比较器、振荡器和脉
宽调制等部分构成。控制电路的作用是调整开关管的导通与关断时间，使电压得到稳定
的输出。
2.2 开关电源的拓扑分类
开关电源通常可分为两种，一种是非隔离型，另一种是隔离型。
非隔离型优点：它的结构较为简单，而且体积也比较小，所以成本偏低，可调节的
输出电压范围较宽。缺点：由于它的前后不隔离，如果人接触电源的接地与输出端时，
有触电的危险。它的输出电压不能与输入电压相等，因为你只能把它用来升压或降压，
也可以实现极性转换。适用范围：人没有几率接触到电路的时候；输入为低压的场合（36V
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5
以内）。
隔离型优点：由于前后隔离，大大降低了危险性，且输出电压可以与输入电压相
等。缺点：体积较大，成本较高。适用范围：市电供电的场合；需要把所得的采集信号
隔离出来的场合。下面具体介绍隔离式开关电源[9]。
隔离式开关电源有许多种，一般可分为：反激式开关电源，正激式开关电源，推挽
式开关电源，半桥式开关电源和全桥式开关电源。图2-2 到图2-6 为它们的简单电路。本
论文的要求就是要采用反激式开关电源。
图2-2 单端反击式开关电源主回路图2-3 单端正击式开关电源主回路
图2-4 推挽式换能电路图2-5 半桥式开关电源主回路
图2-6 全桥式开关电源主回路
2.3 反激式开关电源的原理
把Buck/Boost 变换器中的电感换成变压器，就可以得到反激式开关电源，它是隔离
式变换器里最常用的一种，因为其电路简洁，所用元器件少且成本低，在100W 以下
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6
DC-DC 变换中被普遍的使用。在开关电源市场中，有八成左右的电源电压在400W 以
下，反激式电源又占其中的一大部分，常见的消费类产品几乎都是反激式电源。如图，
当MOSFET 导通的时候，变压器的一次侧导通，二次侧截止，变压器开始储存能量；当
场效应管关断的时候，变压器的一次侧截止，二次侧导通，能量就传递到了负载[10]。
2.4 UC3842 芯片介绍
UC3842 生产于美国Unitrode 公司(现已被TI 公司收购)，它是一种电流控制型脉宽
调制器芯片，可以直接驱动MOSFEF、双极型晶体管和IGBT 等功率型半导体器件。它管
脚数量少、性能优良、安装调试简便、外围电路简单，作为开关电源的驱动器件被广泛
使用[14]。它的主要性能如下：
（1）可控制振荡器的放电电流来准确的调节占空比；
（2）最高开关频率可达500kHz；
（3）PWM（Pulse Width Modulation）可以实现逐个脉冲的电流限制；
（4）有内部可调整的参考电源，进行欠压锁定；
（5）输出为图腾柱电路，能够提供大电流输出，输出电流可达1A，直接对 MOSFET
管进行驱动；
（6）欠压锁定电路带有滞环，当电路在阀值电压附近工作时，可以有效地避免振荡；
（7）启动电流和工作电流都很低，电流小于1mA 即可启动，电流15mA 可正常工
作；
（8）可直接与MOTOROLA 的SENSEFET 产品接口[15]。
图2-7 为UC3842 的管脚图。左图为8 脚，右图为14 脚。
图2-7 UC3842 管脚图
各脚功能如下：
1 脚为误差放大器的输出端，可用于环路补偿。外接阻容元件可以改善误差放大器的
基于UC3842 的反激变换器驱动电路设计
7
频率特性与输出增益；
2（3）脚是误差放大器的反相输入端，为反馈电压输入端，通过电阻分压器连接至
输出。把此脚电压与芯片内部2.5V 基准电压进行比较，产生误差电压，可以控制脉冲宽
度；
3（5）脚为电流检测输入端，把一个与电感器电流成正比的电压接至此脚，当检测
电压超过1V 时，PWM 会缩小脉冲宽度，以此来中止输出开关的导通，使电源处于间歇
工作状态；
4（7）脚为定时端，把电阻Rt 连接至脚8，电容Ct 接地，内部振荡器的工作频率由
外接的阻容时间常数确定，让振荡器的频率和最大输出占空比可调，工作频率最高为
500kHz。
5 脚为电源和控制电路的公共地。
6（10）脚为推挽输出端，直接驱动MOSFET 的栅极，内部结构为图腾柱式，上升
与下降时间仅为50ns，驱动能力为±1A ；
7（12）脚为直流电源供电端，是控制集成电路的正电源，有欠、过压锁定功能；
8（14）脚为基准电压输出端，由电阻Rt 向电容Ct 提供充电电流。有50mA 负载能
力[16]。
图2-8 为UC3842 的内部结构图。
图2-8 UC3842 内部结构图
UC3842 芯片的内部集成了各种功能的电路：误差比较、欠压锁定、高频振荡、电流
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8
取样比较、脉宽调制锁存等。它主要用于中小型的高频开关电源，以它为基础，搭建反
激变换器，把通过反馈绕组经电阻分压得到的采样信号输入误差比较器的反向输入端，
与内部基准进行比较，再将误差放大器输出端与反向输入端接为PI 补偿网络，误差放大
器的输出端和脚3 的电流采样端的电压进行比较，达到控制脉宽调制器占空比的目的，
以此使电路的输出达到稳定。
第三章电路设计
为了使设计出来的开关电源更加贴近实际，模仿充电器的工作环境，本次设计的输
入入电压设为交流220V，输出为直流5V。开关电压的技术指标为：
(1) 开关电源输入：交流220V/50Hz
(2) 变压器一次侧输入：直流311V
(3) 输出：5V，5W
(4) 工作频率：40kHz
(5) 输出电压精度1%
设计流程：
(1) 电路的设计：
交流输入电压经整流滤波后，变成直流电压输入。
(2)变压器的设计；
直流电压先经过开关管斩波，再经过变压器的降压，可以得到高频矩形波电压。
(3) 控制电路及外围电路的设计：
电路的核心就是脉宽调制控制器（PWM），它可以产生频率不变，但是脉冲宽度却
可以调节的驱动信号来驱动开关管，以此控制开关管的导通与关断，当输入电压变化时
可以调节驱动脉冲宽度，使输出的电压保持稳定。外围电路包括：电压反馈电路，过流
保护电路，次级整流滤波电路等。
3.1 桥式整流电路
将交流电变成具有单向脉动性的直流电就是整流电路的作用。它一般分为三种：半
波整流、全波整流和桥式整流。桥式整流被广泛应用，它的原理是利用二极管的单向导
通性来进行整流。
±
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9
3.1.1 桥式整流电路的工作原理
图3-1 桥式整流电路原理图
如图3-1，当输入的交流电压在正半波时，加在二极管VD1和 VD3上的是正向电压，
VD1、VD3 导通；VD2 和VD4 上为反向电压，VD2、VD4 反向截止。从而在R 上形成了
上正下负的半波整流电压。相反，当输入的交流电压处在负半波时，加在VD2 和VD4 是
正向电压，VD2、VD4 导通；VD1 和VD3 上为反向电压，VD1、VD3 截止。从而在R 上
形成了上正下负的半波整流电压。
3.1.2 整流二极管的选择
桥式整流电路中，每个二极管所承受的反向电压相对较小，仅仅是半波整流的一
半，等于交流电压的峰值，即
交流220V 的峰值电压约为311V，考虑到裕量的问题，选用的二极管可承受电压要
为400V。可选择型号为IN5404 的整流管，它的最高反向工作电压为400V，且额定整流
电流是3A，符合要求。
3.1.3 输入滤波电容的选择
输入滤波电容的电容值可以决定变压器中的最小直流电压值。因为输入峰值电压约
为311V，所以使用耐压400V 的电容。UC3842 的初始启动是由电容储存的能量提供
的，所以要使电源开始正常工作，电容要足够大，否则电源会出现打嗝现象。
开关电源打嗝常见于反激电源，如果是发生在Buck 或Boost 等非隔离电路，主要看
负载是否过重，可以把负载去掉看是否能正常工作。反激电路中常见原因有：
（1） 芯片供电电压Vcc 是否稳定，电容是否够大。
（2）输出负载是否短路或重载启动，对于反激电源，这一点很重要，因为这也会导
vdm in V = 2 ´V
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致芯片的供电电压Vcc 不稳定。
（3）软启动时间过长，有些芯片有限流及过流保护，如果长时间未能启动成功，则
认为电路故障，从而发生过流保护，此时可能需要调整电路中的电感、电容值，还可能
需要调整限流电阻的阻值。
因此，容量最好在100μF 以上。所以选择耐压400V 的220uF 电容。
接通电源之前，滤波电容器上的电压为0。电源电压为交流220V，振幅值为311V，
所以在刚接通电源的瞬间，有可能发生以下情况：
（1）产生很大的冲击电流，有可能会损坏整流二极管；
（2）电源电压突然下降为0，产生对网络的干扰。
解决办法就是在整流桥和滤波电容之间接入一个限流电阻，使滤波电容器的充电电
流限制在一个允许范围内。选择2Ω、2W 的电阻。
3.2 变压器的设计
3.2.1 变压器的工作原理
变压器是由磁芯和导线绕成的绕组构成的，磁芯有导磁的作用，它能大幅度提高变
压器的性能。输入端供给一次侧电能，然后转换成磁场能；二次侧绕组再把磁场能转换
成电能输出，这就是变压器的工作原理[11]。
变压器的工作过程包括两种状态：负载和空载。在PWM 控制电路的控制下，开关管
不断地开通与关断，使变压器一次侧绕组的电流也不断发生改变，而电流流过一次侧
绕组会产生相应的磁场，产生的磁场也随之变化。
当开关管导通时，加在变压器一次侧上的电能变成磁能，储存在变压器中，在开关
管导通结束时，一次侧绕组中的电流达到最大值。当开关管关闭的瞬间，变压器二次侧
的放电电流达到最大值，又把磁能转化成电能。其中，输出电压与开关管的导通时间成
正比，与开关管的关断时间成反比，也与变压器的匝数比成反比。由能量守恒定律可
知，在开关管导通时变压器一次侧绕组储存的能量与开关管关断时变压器二次侧绕组所
释放的能量相等[12]。
本论文的基本参数如下：
交流输入电压的最小值Umin
交流输入电压的最大值Umax
电网频率fa：50Hz
I p
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输出电压Vout：5V
输出功率Pout：5W
开关频率f：40Hz
电源效率K：取0.7
损耗分配系数Z:表示二次侧损耗与总损耗的比值，如果Z 为0，则表示二次侧无损
耗；如果Z 为1，则表示二次侧损耗即总的损耗。一般取损耗分配系数Z 为0.5。
3.2.2 铁芯的选择
磁芯截面积与变压器要承受的最大功率之间的关系为：
输出功率为5W，效率0.7，则输入功率为：
考虑裕量，取，代入得：
参照目录(1)，选择EI-28 型的磁芯，磁芯面积为0.85 ，磁路长度为4.82 。
3.2.3 PWM 输出信号最大占空比及开关管的选择
当电压在220V±20%范围里变化时，即176～264V，经整流后直流输入电压约为
240V～360V。根据电磁感应原理，反激式开关电源会产生反向电动势e，e≈170V。线圈
会产生漏感，漏感造成的尖峰电压。则
即开关管要承受的最大电压值为630V，考虑到裕量的问题，选用的开关管最大耐压
要达到1000V。选用型号为IRFPG407 的开关管，它的参数为：
漏——源极承受最大电压；
最大漏极电流；
最大漏极功耗。
max P
j m S = 0.15 P
Pr = 5 ¸ 0.7 = 7.14W
P W r 9 max =
2
S = 0.15 ´ Pr max = 0.15 ´ 9 = 0.45cm
2 cm mm
m ax D
dc V
V e V V ac L 630 max + + »
100 % 41 .5%
170 240
170
100 %
min
max ´ =
+
´ =
+
=
ac e V
e
D
1000 D SM V = V
1.3 D M I = A
150 D M P = W
100 L V » V
2 ( ) j S cm
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3.2.4 变压器绕组匝数
次级绕组匝数为：
对于230V±35V 的交流固定输入， 取0.6；
对于宽范围交流输入（85～265Vac）， 取0.6；
100V/115V 的交流固定输入， 取1。
为输出二极管的正向压降。肖特基二极管正向压降为0.4V，硅二极管正向压降为
0.7V，为了降低输出损耗，一般选用正向压降低的肖特基二极管。选择D80—004 型肖特
基二极管，它具有频率高、功耗低、电流大等特点。它的元件参数为：
最大正向压降；
平均整流电流；
反向峰值电压；
反向恢复时间。
可得：
取大整数，
初级绕组匝数为：
为初级感应电压，对于230V±35V 的交流固定输入， 取135V；
对于较宽范围交流输入（85～265Vac）， 取135V；
对于100V/115V 交流固定输入， 取60V。
则：
为反馈绕组所需要的输出电压，它一方面给UC3842 持续供电，另一方面为脚2
提供采样电压。UC3842 正常工作时输入电压一般保持在10V～17V。依照仿真经验，
取16.3V。
为反馈回路整流二极管的正向压降，可以选择FR309 型快恢复二极管，它的正
s o f ns N (V V )K 1 = +
ns K
ns K
ns K
f 1 V
0.4 1 = f V
I A o =15
V V R = 40
t ns v <10 u
1 ( ) (5 0.4) 0.6 3.24 s o f ns N = V +V K = + ´ =
= 4 s N
o f 1
or
p s V V
V
N N
+
= ´
or V or V
or V
or V
100
5 0.4
135
4 »
+
= ´ p N
fb V
cc V
f 2 V
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13
向压降为0.7V，耐压值为1000 V，额定整流电流为3A。
根据公式得反馈绕组匝数为：
3.2.5 线圈的电感量
变压器一次侧的电感量为：
因为电感量比等于匝数比的平方，即：
所以二次侧的电感量为：
同理可得，反馈绕组的电感量为：
3.2.6 计算峰值电流
选取：
是初级波纹电流与初级峰值电流的比值，它是表征开关电源工作模式的重要
参数。
当=1 时， ，开关电源为不连续工作模式，表示在一个周期内就要把变压器
储存的能量释放掉；
当<1 时， ，开关电源为连续工作模式，表示在一个周期内不能把变压器储
存的所有能量释放；
当=0 时， =0，开关电源为极端连续模式，表示初级电感量为∞，这只发生在
12
5 0.4
16 .3 0.7
4 »
+
+
= ´ f N
P f
k U D
L
out
ac
p ´ ´
´ ´
=
2
( ) 2
max
2 0.7 (311 0.415)
30
2 5 40
L p mH
k
´ ´
= =
´ ´
2 ( )
S
P
S
P
N
N
L
L =
mH
N
N
L
L
S
P
P
S 1.2
25
0.03
( ) 2
= = =
mH
N
N
L
L
f
P
P
f 3.6
12
100
0.03
( ) 2
= = =
r p K
r p K r I pk I
r p K r p I = I
r p K r p I < I
r p K r I
L p
基于UC3842 的反激变换器驱动电路设计
14
理想状态。
对于230±35V， 在0.6～1 之间。
取=0.6。
输入电流的平均值：
初级峰值电流：
3.3 控制电路设计
3.3.1 电流模式控制
控制方式有两种：电压控制和电流控制。电压控制为闭环控制，电路简单，输出阻
抗低，但需要设计过电流保护电路，且反应速度较慢。电流模式控制是在电压控制基础
之上，增加了电流控制环，是属于双环控制，反应速度较快，且本身带有过电流保护，
但由于存在两个控制环，使电路的分析变得复杂[13]。图3-2 为电流模式控制的原理图。
图3-2 电流模式控制系统
电流控制有以下几点优势：
（1）控制电路能有效快速的校正输入电压偏差，不会耗尽误差放大器的动态范围，
因此线路中输入电压的调节性能非常好，且这里的误差放大器可以专门用来校正偏差。
（2）电流控制通过对误差电压进行箝位，使电流限制简单化，可确定峰值电流的最
大值。优秀的电流限制可以实现各元件的优化，并且使电源操作更加便捷准确。
（3）均流电路和电流控制的功率级可以并联，加大了实现模块化的成功率。
r p K
r p K
m i n
5
0.023
0.7 311
o
a vga
i n
P
I A A
kV
= = =
´
m ax
0.023
0.079
(1 0.5 ) (1 0.5 0.6) 0.415
a vg
pk
r p
I
I
K D
= = =
- × - ´ ´
基于UC3842 的反激变换器驱动电路设计
15
UC3842 就是一种电流控制型脉宽调制器芯片，下面根据UC3842 各个引脚的功能，
初步画出外围电路如图3-3 所示。
图3-3 UC3842 外围电路
3.3.2 启动电阻R2
电源通过电容整流，电阻R2 降压后加到UC3842 的7 脚，为它提供启动电压。
UC3842 的启动电压为16V，达到这个门槛值时，芯片开始工作并提供驱动脉冲给开关
管。但芯片的工作电压并不是一直由这种方式提供。正常工作后，它的消耗电流大约为
15mA。由于Vcc 端电压比较大，如果一直通过R2 来提供工作电压，R2 的功耗太大。
考虑到电路的效率问题，所以添加了一个反馈绕组。当UC3842 启动后，R2 不再供电，
让反馈绕组输出的电压提供给芯片电压。因此R2 的功率不必选得太大，一般选择1W～2
W。取UC3842 启动电流在1.6～2.0mA，则：
选用120k/1W 的电阻。
3.3.3 反馈回路及采样电阻
VD1，C2 和C3 为整流滤波网络，在UC3842 进人正常状态后，反馈线圈上的高频
电压经过整流滤波得到直流电压，给UC3842 供电。VD1 可选FR309 型快恢复二极管，
其耐压值为1000 V，额定整流电流为3 A。
该直流电压又可作为采样电压，经过R3 和R4 分压后，送入脚2，与基准电压2.5V
W
-
» k
V
R
2
17
2
基于UC3842 的反激变换器驱动电路设计
16
比较。在误差放大器放大后，使输出电压下降，输出的脉冲占空比减小，达到稳压的目
的。反之，如果输入电压降低，则输出电压上升，输出的脉冲占空比变大，输出电压一
样稳定在设定的值。采样电压要接近2.5V，选择R3 为20kΩ，R4 为3.6kΩ。
为改善内部误差放大器的频率响应，在脚1 上并联R5 和C4。根据经验值选择R5 为
150kΩ，C4 为100pF。
3.3.4 Rt 与Ct 的值
输出脉冲的频率是由RC 振荡器决定的，在4 脚接电阻Rt 到脚8，电容Ct 接地。本
次设计要求频率为40kHz。频率公式为
靠调整Rt 和Ct 的值，保证乘积不变，可以在开关频率不变的情况下调整最大占空
比。Rt 越小，占空比越小；Rt 越大，占空比越大。取Rt 为10kΩ，Ct 为4700pF。
C5 为消噪电容，选择0.01μF。
3.3.5 过流保护电路
UC3842 利用脚3 来实施过流保护，脚3 是电感电流保护端。当电流超过额定值或者
短路时，开关管的电流增加，若脚3 上的电压高于1V，会使UC3842 内部的脉冲调制器
处于关闭状态，以此实现电路的过流保护。过流分压电阻R9 用小电阻（原因），可选择
0.33Ω。
C7 与R10 用来滤除脚3 的噪声，C7 选470pF，R10 选1kΩ。
在脚6 和开关管之间接电阻R7，作为栅极限流电阻，选择22Ω。
3.3.6 RCD 吸收回路
由于当开关管关断时，变压器会产生漏感，引起尖峰电压，所以用C8、VD3、R11、R1
2、VD2、C9 构成两级吸收回路。选择元件有以下要注意的地方：
（1）二极管要选慢速的；
（2）电容越大电压尖峰越小，即RCD 吸收的漏感能量越大；
（3）电阻越小，电容放电越快，在下个周期吸收的能量越多；
（4）电容越大电阻越小，吸收能力越强，震荡的周期变长，也就是频率降低。但损
1.8 /( ) T T f = R ´C
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17
耗也会增大，所以要折中选取。
C8 选820pF，VD3 选FR305，R11 选2.5kΩ，R12选 4.7Ω，VD2选FR305，C9选
0.01μF。
3.3.7 输出整流滤波电路
输出二极管已选用D80—004 型肖特基二极管。
输出滤波电容选C10 选4700μF。
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18
第四章电压反馈回路设计拓展
4.1 反馈绕组输出电压分压采样
本文采用的就是这种反馈电路。这种电路的优点是：采样反馈电路简单，布线更容
易，而且一次侧绕组、二次侧绕组和反馈绕组之间没有任何的电气通路。但它也有缺
点，就是采样电压并不是从二次侧绕组直接得到，所以稳压效果不够好，当电源的负载
变化较大时，较难实现稳压。所以如果电路是用于固定的负载，就可以采用这种接法。
4.2 输出电压直接分压采样
图4-1 输出电压直接分压采样
如图4-1 所示，输出电压Vout 经R2及R4分压后直接作为采样信号，输入UC3842
的脚2。R3 与C1 并联构成电流型反馈。
这种电路的优点是采样电路更为简单，但缺点也很明显。难以做到电气隔离，因为
输入和输出电压要共地，使电源布线变得困难。而且由于电路长期工作在高频率的开关
状态，电磁干扰较强，电路设计更加困难，所以这种方法很少使用。但是在最初仿真时
可以采用这种方法，易于仿真。
4.3 采用反馈电压采样和光耦采样综合
基于UC3842 的反激变换器驱动电路设计
19
图4-2 反馈电压采样和光耦采样综合
如图4-2 所示，这个开关电源电路有两个电压采样电路，一个与第一种方法相同，由
反馈绕组的电压经R2 及R4 分压后得到的采样电压，它反映的是直流母线电压的变化；
另一个是由R4、R5、R6、R7、R8、光电耦合器和三端可调稳压管组成的电压采样电
路，这路电压主要体现的是输出电压的变化。随着输出电压的增加，电压由电阻R7及 R8
分压，稳压管的稳压值也随之升高，输入三端可调稳压管的参考电压也升高，流过光耦
中光电三极管的电流和光耦中的发光二极管的电流减小，导致输入误差放大器的反馈电
压降低，使脚6 输出驱动信号的占空比变小，输出电压下降，达到稳压的目的。
该电路的优点是采用了光电耦合器，实现弱电和强电的隔离，以及输出和输入的隔
离，有效的减少了电路的电磁干扰，抗干扰能力较强。由于这种方法是对输出电压采
样，所以有很好的稳压性能。缺点就是外接元器件增加很多，使布线变得困难，增加了
电源的成本。
第五章SABER 仿真
基于UC3842 的反激变换器驱动电路设计
20
5.1 SABER 仿真软件
SABER 被誉为最先进的系统仿真软件，是唯一一个多技术、多领域的系统仿真产
品，可用于电力电子、机械、光电、等不同类型系统构成的混合系统仿真，为复杂的混
合信号设计与验证提供了一个功能强大的混合信号仿真器，可以解决从系统开发到详细
设计验证等一系列问题。
主要应用领域：电路仿真、总线仿真、伺服系统设计、电源变换器设计、供配电设
计。
特点：
（1）集成度高，有模块化和层次化；
（2）有完整的图形查看功能，支持通用CAE 系统；
（3）支持全线分析功能，有强大的收敛性分析，仿真精度高；
（4）可以模拟行为模型，模型和仿真器分离；
SABER 软件的优势：
（1）可以通过直观的图形化界面控制仿真过程，内部有5 种不同的算法选择，保证
在最有效的时间内获得高精度的仿真。
（2）采用通用的建模语言，在概念设计阶段支持模块式的方框图设计，在详细设计
阶段可以采用具体的元件搭建实际系统。
（3）依靠混合信号仿真器，可以实现模拟、数字、混合电路以及混合技术的系统设
计。并且可以对稳态、时域、频域及控制等各个方面进行分析，来更全面的检验系统性
能。
5.2 原理图（附录2）
图5-1 为电路原理图。
基于UC3842 的反激变换器驱动电路设计
21
图5-1 反激式开关电源电路图
5.3 波形分析
MOSFET 漏源电压、PWM 驱动波形、交流输入电压波形
图5-2 是交流220V 输入电压的波形。
基于UC3842 的反激变换器驱动电路设计
22
图5-2 交流输入电压波形
图5-3 PWM 驱动波形
图5-3 是PWM 驱动波形，占空比约30%，符合要求。
图5-4 MOSFET 漏源电压
图5-4 为MOSFET 漏极电压，占空比为0.67639，最高电压约为451.44V。则：
451.44×0.67639=305.35V≈311V
直流输入电压结果近似311V，符合要求。
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23
图5-2 输出电压波形
本次论文的开关电源输出电压波形的要求是5V±1%。图5-2 是本次设计的开关电压
最终输出波形。
选取时间为0.3～0.4s，继续观察，如图5-3 所示波形。
图5-3 输出电压平均值
电压为平均值为5.0313<5.05V，误差在1%之内，满足要求。
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24
第六章总结与展望
6.1 工作总结
本文主要完成了以下工作：
(1)参考了一些相关的文献资料，对开关电源的历史发展有了一定的认识和了解，研
究了反激变换器与控制芯片的构造；
(2)根据对反激变换器和控制芯片的掌握，提供了设计电路的方案；
(3)在初步定下电路后进行计算选取合适规格的元件；
(4)在设计好电路的基础之上对电路进行仿真，验证结果。
在设计过程中，主要有以下两个问题：
第一个是UC3842 的开环设计。由于芯片工作时是将采样电压送入UC3842 的2
脚，再经2 脚送到内部的误差比较放大器，与内部的基准电压进行比较，产生的误差信
号送到脉宽调制电路，完成脉冲宽度的调制，从而达到稳定输出电压的目的。所以开始
时我按这个方法设计开环但是输出却一， 直是最大占空比。经查阅资料和多次仿真得到：2
脚是误差放大器的一个输入端，与内部2.5V 基准进行比较，通过电阻分压引入信号，如
果低于2.5V,输出就是最大占空比，如果高于，输出占空比就是最低，所以这样接是不行
的。正常工作的时候这样接是因为当误差放大器发现输入高于2.5V,会调整占空比减小降
低电压，反之亦然。但目前是开环状态，所以只能处于最高或最低占空比的状态。下面
提供一种可以开环调节占空比的方法，如图6-1 所示。
图6-1 开环调节占空比
把2 脚接地，1 脚对地接一个5kΩ电位器。4 脚接一个100kΩ电阻到3 脚，然后3 脚
基于UC3842 的反激变换器驱动电路设计
25
接50kΩ电阻到地，别的脚按照正常接法接。调整1 脚对地电位器的阻值，可以看到占空
比变化过程。
第二个是SABER 仿真。SABER 对电源仿真的精确度非常高，但是仿真的要求也较
高，仿真时经常报错。用SABER 仿真时，首先要保证各个元件的参数设置正确，然后再
设置瞬态环境参数，主要调节的参数有Time Step（步进时间）、Truncation Error（截
断误差）、Sample Point Density（采样密度）、Target Iterations（目标跌代数）等。
6.2 展望
以低成本的UC3842 为控制驱动的电路设计依然还有一些，需要不断地积累与探
索。以下是可以进一步改进的地方：
(1) 在UC3842 脚3 处可以接入一个射极跟随器用于斜坡补偿，增加电路的稳定性；
(2) 在取样电阻处串联一个电感，可以更有效地抑制尖峰电压，防止芯片的误操作；
(3) 用TL431 和光耦作为反馈电压回路，抗干扰能力强且稳压效果好。
致谢
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终于完成了毕业设计，心里十分感慨。这两个月过的又充实又紧张，写完论文有如
释重负的感觉。
首先诚挚的感谢我的论文指导老师。他每周都会开次例会来督促我们的
进展。平常时间也很细心的帮助解决我们遇到的问题，在忙碌的教学工作中还挤出时间
来审查修改我的英语翻译、文献综述和论文。谢谢张老师！
我还要感谢和我一起在实验室熬夜的同学们，感谢他们的陪伴，和在毕业设计过程
中给予我支持和鼓励。
最后，感谢母校，感谢你的培养，我会记住大学四年的美好时光。
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