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|  |  | | | | | 当接入电源时，电感的初期作用，是抑制电流变化，等于是将加在二极管上的反向电压前期削弱。
当断开接入电源时，电感根本就没能构成回路，那这时就不可能在原VCC的基础上，再叠加尖峰电压作用于二极管上 |
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| | | |  | | | | | | | 看来你还远远没有入行，干这活的目的是啥？顶楼有论述，先听课吧 |
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| | | | | |  | | | | | | | | | | | 这里略去计算过程是为了简化问题，写出计算过程估计你也看不懂。
这是实例，尖峰实际是不是减小了？你还要什么依据，事实就是最好的依据。
你有什么例子吗？你那个《关于吸收》五：RC吸收 有什么？看了一下什么也没有，只是空口说大话而已。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我的不行，那就以你的仿真为例，现在要求在原来尖峰电压的基础上，靠RC吸收，要求分别降低尖峰10V和15V，请分别提供吸收参数，并核算吸收损耗。这作业能完成吗？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不管你是啥，能给出结果就行。
也不看你的计算结果了，反正我也看不懂，能给出结果就行。
也不要求你对损耗进行优化了，知道你不会，能给出结果就行。
降低10V需要啥RC配合，降低15V呢？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你们两个都很幽默 技术还那么好 我要拜你们为师！！！！！！！QQ多少！！！！！！！！
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你说说那家“大公司”错哪了？我有例证证明是对的，请你也拿出实例来证明那家“大公司”的方法是错的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你还不明白？错就错在它的方法并不知道最后是啥结果？降低了多少呢？损耗多少呢？如果降低得还不够，又怎么办呢？如果损耗太大怎么办呢？有没有既能刚好降低到需要的程度，又达成最小损耗的其他RC配合呢？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不多说了，不然别人还以为我在搅局。我只是想说，那家大公司的算法是通用算法，你不一定懂，在没有拿出证据的前提不要轻易否定别人的做法，人家只是培训设计人员该怎么做，为什么这么做那是另外一回事，不然就搞得太复杂了。
你继续。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼上兄弟未免太过自信，以我的经验判断，凡是企图用简单的数学表达来描述反压尖峰的都不靠谱，还是实装测试靠谱。
君不见，本帖讨论中出现的影响反压尖峰的因素太多，少说也有十多个因素在起作用，如何起作用都还没有说清楚，相当复杂的，岂是某个论文中的某个公式能解决的？
因此，凡是数学方法求解 RC 的，我都是不看的，也劝诸君不要去相信它，相信自己吧。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | nc965君，看在眼里，种种言语表明，是你太过自信呐，
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 全英文啊，你知道不，我高考时150的英语只考了40多。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢了！补充完善：
1）尖峰哪里来的？ - 付边漏感和二极管的结电容的谐振
2）为什么要加吸收？ -- 1、防止尖峰电压太高超过二极管的耐压，2、消除有此谐振引起的传导和辐射EMI
3）如何吸收？RC
4）如何做？ -- 很简单，三步：1、测量谐振频率， 2、并联电容使频率减半，3、电阻值按下式计算：
Tr -- 初始周期， C--并联的电容。以上例计算电阻为：3*3.46ns/2*3.14*0.68nF = 32Ω
是不是很简单明了？没那么玄乎。
抱歉：
上式：3*3.46ns/2*3.14*0.68nF = 32Ω 多打了一个3，
更正为 3* 46ns/2*3.14*0.68nF = 32Ω
本帖最后由 lahoward 于 2015-9-28 15:22 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | [img]file:///C:\Users\Owner\AppData\Roaming\Tencent\Users\2199415842\QQ\WinTemp\RichOle\QC77G43R@TCIWGI17}A[47A.png[/img]
只有TR=46ns 你的TR=3.46ns 怎么来的呢？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 真的是很抱歉，仔细查看了一下发现多打了一个3，更正如下
3*46ns/2*3.14*0.68nF = 32Ω
此处3.14如用pi或者用3.1416算则结果是32。32欧姆电阻是没有的，故选用30，实际应用中应根据发热情况折中选取，阻值可以选用小一些。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 对电路做个仿真，从系统的输出上就可以看出Tr，有用过saber仿真的吗？直接放一下，就可以很直观的看到他的动态上升时间，超调，等
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 为啥要乘以3，实际特性阻抗为：R=sqrt（R/L）=Tr/（2*pi*C），不明白为什么电阻选择有个3倍关系 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 0.68NF, 是681， 680P法吗？电阻为30欧姆， 输出整流的尖峰吸收，电容小了点吧，6800皮法，不会觉的大了点吗？
据我平时经验，我也不计算， 示波器看看，换换，4700皮法+51/2w,在小与24V电压500W输出的电路中，最理想。吸收的尖峰根部不震荡，吸收程度适中，电阻发热又可以接受，最大尖峰在理想的整流管耐压内。偶然发现：如果在中载时，尖峰顶端出现个小平台，就可以确定所取得RC值为最理想。
平时观察结果：1电容小了，尖峰不震荡，电阻发热小，吸收效果差，大电流是无法控制尖峰顶点。 2电容大了，吸收效果明显，但会出现震荡，电阻发热严重，
3，电阻值取小了，本体法热小，吸收效果没有明显的变化，也会出现轻微尖峰震荡，电阻取大了，反而发热更严重，（当然不是超出范围值）
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 对1个12V,2.5A的电源,输出吸收争的白脸红脸， 哪个公式根本是个瞎扯蛋。大家知道电流越大，尖蜂越高，这公式没有看到电流参与计算，就是没有依据靠谱。楼主说是大公司产品的设计，也许这个公式是可以减低或吸收辐射，吸收尖峰不靠谱。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你这个方法最实际，有没有方向性的知道，或者波形上下看看
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 问下结电容是指二极管反向恢复引起的吗？能具体解释一下原理吗？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 看了另一位兄弟的回答，大概理清楚了。
这是LRC串联，尖峰瞬间当作等幅振荡处理，所以令R=0。
所以谐振f0=1/(2Π*sqrt(L*C0))，f0是初始频率，C0是分布电容。C0并一个电容CX，调整CX使得谐振频率f1=f0/2.
代入f1=1/(2Π*sqrt(L*(C0+CX))),计算可得 CX=3C0。
同时可算出谐振阻抗Z=sqrt(L/C0)，根据电阻串联，取RX=Z，R=RX+Z=2Z，就可以使电路工作在临界阻尼状态。
算得RX=3T/(2Π*CX)
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 瞎扯淡
既然有振荡，就一定有LC，但你无法确认哪个C是C0，哪个f是f0，也无法确认f1尖峰就刚好消失，也许f0.2就消失了呢？你还用f1？也许f1还有尖峰，你继续f2？这时f1就变成f0？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 如果对于一个固定的电路，只改变RC参数，你没有其他的RC配合，可以比你说的方式是错误的RC降低的尖峰多还损耗小，不信，你也可以自己找个电路，作个对比贴出来让大家看看。注意这里只说RC吸收的影响，不谈论别的改变压器驱动电阻之类的方式。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我能理解你说的意思，要做到损耗最小，然后吸收效果是矛盾的，根据理论计算出来的RC值，测试效果最好，然而损耗又很大，R的发热严重，不好控制，最近调试的时候就碰到此问题，所以尝试找了几个无损吸收电路去试，但是都没有RC的吸收效果好而且还成本低，所以为了损耗不要太大，我们又要牺牲一些尖峰的吸收效果。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 与其找几个无损吸收电路去试，不如用本葵花宝典去试，必有惊喜
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| | | | | | | | | | | | | | | 为啥是减少一半频率？1.2倍就错了？1.5倍效率就低了？为啥是先并个电容？我先确定那个吸收电阻不行吗？先把吸收电阻定位10欧，我慢慢加大电容就错了?
自己认为可行的措施它就是对的！ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 好像很生气的样子。如果你觉得你的方法可行请举例说明。再问一下你的10欧姆是怎么来的？拍脑门想出来的？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 先说我的10欧姆是怎么来的，你别说全网独家还真是拍脑门想出来的！！！输出电压多大，吸收电阻就用多大，在把电容慢慢加，更具实际电阻发热以及吸收效果调整电阻。
我不说谁的效果好，我还是那句话，只要自己觉得可行的方案，他就是对的！ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 有些人就是喜欢抬杠，我觉得你喜欢怎么做是你的事，我 喜欢怎么做是我的事，没必要为了杠而杠，对于喜欢为了杠而杠的人，不要理会他就是了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 真是个熊孩子，没怎么做过电源吧。付边二极管的反向尖峰有用吗？没有用！你不吸收掉它他就不存在了吗？照样存在！那能量哪去了？能量或者反射到原边或者以EMI的形式辐射出去。吸收以后电源工作更正常效率不会受到影响，明白否？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 吸收的尖峰不会降低效率，但是一次侧MOS打开时，副边由于有了RC会构成多余的回路吸收部分本应该存储起来的能量，从而降低效率
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个怎么理解？“一次侧MOS打开时，副边由于有了RC会构成多余的回路吸收部分本应该存储起来的能量”。可否简单图示一下？ |
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| | | | | | | | | | | 680PF
是否有考虑温升？小弟做项目，做多也用到了220PF，再增加的话，温度是个硬伤，过不了指标
，通常情况下，是为了过EMI才去加的这个RC，毕竟从根本上来说，是损耗功率， |
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| | | | | | | | | | | | | 说得没错，需要根据实际情况折中，200P，10欧姆基本差不多了。 |
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| | | | | | | | | | | 请问，你上面说的震荡频率是二极管反压尖峰的频率吗？粗糙一点的说。大概就是反压尖峰两峰值之间的时间的倒数？
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| | | | | | | | | 感觉你测试的是的CCM的波形，你的产品全范围都是CCM模式吗？
Flyback高压满载情况下的次级整流管尖峰比较大吧 |
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| | | | | | | | | | | | | CCM模式下二极管波形是从正向直接拉到负向最大值。此时二极管有正向电流
DCM则先要随初级电感震荡，然后从负向拉到最大值。此时二极管已经没有电流了
你升高电压，相信二极管的反向电压会更大。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 所以有必要讨论一下，宽输入电压反激次级二极管电压应力在什么时候最大？
最大电压应力时的解决方法
当增加RC时对效率的影响 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我就谈一下，什么时候电压应力最大吧。以下是我的个人见解，希望大家参与讨论
首先：电压应力跟AC输入电压以及变压器原副边匝比有关，而且这部分占整个二极管电压应力比例较大
以Flyback为例，在匝比固定的情况下并且假设输出电压不变，二极管电压应力和输入电压有关。对于变压器来说，当Cbulk电压最大时，副边的电压也最大 。也就是说AC电压最大且Cbulk电压在峰值时，次级线圈的反向电压最大。
第二就是次级线圈的漏感和二极管的寄生结电容谐振了
一般来说变压器次级电感本来就比较小，次级线圈漏感也比较小，再加上次级二极管的寄生电感 以上两个电感等效成一个电感与次级二极管的 寄生电容谐振 。至于LC谐振能产生多大的电压尖峰 因为我对LC谐振电路我不大理解，希望有高手能讲解补充一下。
第三个是输出电压 也就是说和空满载有关 第一个原因里提到假设输出电压固定，是基于这样的考虑的。在电源电路中，一般情况下空载输出电压较高一些高，满载输出电压较低一些。结论就是：满载时二极管应力较空载时稍大一些
第四个是工作状态 CCM比DCM大（假设其他条件都一样） CCM涉及到二极管的反向恢复和谐振。比如你的电源高压满载在DCM，假如此时短路输出，短路瞬间电源还是有可能由DCM变成CCM的，此时的二极管电压最大。
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| | | | | | | | | | | 12V 这一组仅是提供偏置，与反馈没什么关系。为什么偏置用12V这一组而不用5V这一呢？估计理由如下：假如12V和5V的变化的绝对值相同，则12V供给的偏置电流变化显然相对较小。
这些阻值如何确定非三言两语说得清楚，建议先百度一下。
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| | | | | | | 好像一个博士的文档，我按照这个方法做过，有点效果，不能完全消除。过EMC时反而效果不好。
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| | | | | 原来胡庄主发过一个电路挺管用。我一直在用。就是R//C+二极管。消除的很彻底。我就在想如果有人把源边的消除到这个程度该多好啊。 |
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| | | | | | | R//C 再串二极管 ？ 二极管用快管还是慢管 ？ |
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| | | | | | | | | 一直用这方法，可悲的是可选的电容就那几款。
不能完全消除，接近消除而已 |
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| | | | | | | | | | | 按你的意思是电容若有更好的，二极管上的电压尖峰即可完全消除？ |
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| | | | | | | | | | | 艾青&何仙公，想认识下C//R+D的二极管尖峰吸收，可介绍下？
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| | | | | | | 若是以牺牲多效率而达到的效果那么本帖就没意义了。。 |
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| | | | | | | | | 把反向恢复产生的尖峰减小或者消除的同时还可以提升效率这样的事情，表示比较不科学，得开开眼界了。 |
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| | | | | | | | | | | | | 李工你好，输出整流二极管的震荡能同样消除吗？我的电源这个震荡耦合到初级后能震荡好远，一直到，开关管在此导通。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 看仔细点，是震荡延续到开关导通呢？还是开关导通导致的震荡？截图上来 |
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| | | | | | | | | | | | | 放任肯定不行呀，就拿我那个原本540w双管正激的帖子来说，续流二极管尖峰太高导致功率上不去，难产了。就按我的理解如果把尖峰要控制在100v或者更低，或许吸收的电阻功率要达到10w~~~~ |
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| | | | | 楼主似乎对”葵花宝典“情有独钟。以下摘自百度： “葵花宝典的第一页注明「欲练神功，引刀自宫。」意思是修练前必须先 自宫，否则会「欲火如焚，登时走火入魔，僵瘫而死。」 |
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| | | | | 二、啥在影响二极管反压尖峰？
1、与匝比有关。既然叫反压尖峰，那一定是叠加在反压上的尖峰，而反压与匝比有关，以反激为例，关系是：增加匝比可以降低反压，从而降低尖峰，但是要以同比增加原边开关管电压应力为代价。需根据实际情况权衡了。----引申的含义：与原边开关管耐压有关。
2、与输出电压密切相关。 这和《一》是一个意思，最高输出电压直接决定了尖峰的高度和二极管的耐压选择。而最高输出电压可能发生在空载时，-----引申的含义：与假负载可能有关。
3、与续流二极管反向恢复电流的大小有关，听说有种二极管叫软恢复，是否有效？
4、与续流二极管反向切换速度 di/dt 有关，楼下兄弟正在说这事，说是无解，我看未必。
5、与吸收有关，如何吸收应该有讲究。详情可参阅：《关于吸收》五：RC吸收，其中正好以二极管反压尖峰为例。
6、或许不用吸收，而用钳位呢？就是前面诸位提到的R//C+D，是不是更好一点呢？
7、与变换器的工作模式有关，比如是否是软开关，如何软？软到啥程度？比如是否是连续模式？或者临界模式与断续模式等等。
8、与漏感有关系，啥关系呢？
9、还有说与原边寄生电容有关。 |
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| | | | | | | 个人认为主要是电流上升速率太快了，造成太快的原因，是二极管的反向恢复引起的。自大妈生下来就是这毛病，华佗在世，也是大眼瞪小眼 |
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| | | | | | | | | 既然知道了原因，你还想不出办法？离成功只有一步之遥了！ |
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| | | | | | | 与二极管本身的结电容以及PCB的寄生参数有关，结电容与漏感的大小决定了震荡的频率。-----与以上的两个参数都有关！
与变换器的工作模式也相关! |
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| | | | | | | | | | | 由于二极管是非线性元件，所以二极管的损耗也只能估算了，至少我是这么认为了，P=Vf*Irms*（1-D） |
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| | | | | 三、主要措施
措施1、调整匝比到最佳程度。以便充分利用器件潜能，这事应该都会干吧，就不细说了。
措施2、最有效的措施是降低di/dt。
措施3、调试吸收参数到最佳状态。
措施4、必要时采用钳位方式，即可精确控制尖峰。 本帖最后由 nc965 于 2015-11-11 11:05 编辑
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| | | | | | | 不好意思，可能有时候只顾自己说话，没考虑到您的感受，见谅。 |
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| | | | | | | | | 基本原则没问题，但到细节处，感觉也没啥完美的办法，
总归要在效率，成本，layout空间，调节时间上做balance，
不过仔细搞一搞，也总会有一个能接受的方案。 |
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| | | | | | | （可以认为正是原边这个电流尖峰引起了副边二极管反压尖
可否详述下。 |
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| | | | | | | | | | | 我觉得还有个非常重要的参数，便便器不光是漏感，还有电容，初级的电容，这个电容越大，原边mos的开关影响次级的层度就越大，就个人认为：在同一个输出电压的情况下，同样的吸收下，就是只是改变压器，漏感越大，次级二极管尖峰小，原边mos尖峰大。漏感越小，mos管的尖峰越小，二极管的尖峰越大。追其原因，那个初次级的电容才是真胸。改驱动有一定的效果，电容重放电时间慢了，但那也是个鸡肋。 |
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| | | | | | | | | | | | | 前面讲了，影响因素是很多，但是很多是我们无法操控的，包括原边MOS寄生电容，你也是不能操控的。不能操控的东西分析得再透彻也解决不了问题。这里需要的是一招制敌的武林秘籍，是完全可以操控的招式。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 仅（增加Rg)这一个措施，反激的问题基本上可彻底解决，尖峰基本上可完全消失，二极管无需吸收。而且提高效率并减少成本。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 反激的话，多数情况下这一招足矣，如果还嫌尖峰过高，那就继续增加Rg，直到你满意。
其他情况在下一讲，这只是措施2、还有3、4，各位先把这一招吃透，再行下文。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 假设你这个结论是对的，但是如果为了减少次级尖峰毫无限制的增加Rg也绝对不是出奇制胜的方法。增大Rg必然会使MOS的V-I的交叠面积增大，从而MOS的温度会增加不少的同时效率也会有所降低！ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 先试试吧，别猜。假如我告诉你，增加Rg到整机效率最高点，就是反压尖峰消失点，你信不？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 84楼担心的是mos的效率，楼主给出的是整机的效率作为答案！
实在很难让人信服，期待补充。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这件事咋说呢？我估计来这的人，人人手上都有有个反激吧？自己做点测试不行吗？为啥一定要楼主来补充呢，我即使补充了测试数据，怀疑的依然可以继续怀疑。因此，还是大家做点测试吧，也不难，就是 Rg--整机效率---反压尖峰的关系，完了贴上来。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我也遇到过整流管尖峰的问题，当时为平衡效率和可靠性，相对有用的方式，有降低频率、加大驱动电阻、提高电感量，仔细思考下来，个人觉得本质有可能是在改善di/dt上面。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 提供Rg电阻是否能不能减低反激式的输出尖峰，我不敢断言，提高Rg电阻在BucK电路上，续流管上的尖峰确实可以变得很小，
但是问题来了，MOS管G极电阻加大了，MOS管的整体导通内阻可能变大，上升沿的上升时间会变长（由于MOS开通 G极电容特性）
就出现加长了开通损耗，非常明显，(把Rg加到50-80欧姆试试，明显MOS管发热).
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Buck、Boost类单端拓扑，原则上不存在续流管反压尖峰问题，或者说其反压尖峰很容易由其拓扑吸收方式（PCB方式）解决，不在本帖讨论范围之内。
这里专贴副边二极管反压尖峰，与隔离变压器漏感能量有关，目的是转移这个尖峰能量，如果不能转移到输入或者输出，那就只能转移为热能，如果需要转移热能，当然能想到的最好方式就是转移到有散热结构的开关器件上，因此，MOS更热一点或许是件好事。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | RG过大，是不是开关管的损耗会增加，MOS温度升高？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我补充一点，你所说的这个Rg，在IC驱动能力很强的情况下，如果没有的话，会使MOS深度饱和，在关断的时候很难完全退出，所以效率降低；一般情况下，增加了这个电阻会使上升沿加长，增加了开关损耗；就不能说是提高了效率了。
如果调整Rg的阻值是通过效率来判断，那就不准确了；应该以副边所产生的开关尖峰（不是二极管上的）（直接测试输出电压上的纹波信号，也就是杂信），以达到无开通杂信，或者是最小为目标。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 看帖仔细点，前面已经说了：
如果不是反激，如果有死区的驱动，那么在死区内想点办法（减慢导通速度）也是可行的，即使完全没有死区的连续模式，也是可以适当减慢导通速度的。减慢到啥程度？仍然以整机效率和成本来衡量。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这招显得没多少力呀，问一哈，你是用什么规格输出的电源验证这个结论的？以及工作模式 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 说了，最有效的是非连续模式反激。这种电源是应用最多的，仅此一招，从此再无反压尖峰问题，还不给力啥才给力？
靠原边软驱动来降低副边二极管的di/dt，从而降低尖峰，是最容易操作的，最直接有效的，反映了事物的本质，是葵花宝典的精髓。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 加大驱动电阻肯定试过在连续的反击，和正激的续流二极管效果不是很明显。那个问题感觉像无解~~~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 连续反激很少用，你试它干嘛？
双正激肯定奏效，你那个电源用600V的二极管应该可以搞定，重点是你要找到减慢驱动的机会，让驱动上升沿弥勒更多一点，不是有一种无源钳位的双正激吗？机会也许就在这里。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你怎么知道很少用呢？功率大点的都是连续的，我们产品基本能用连续的都用连续的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 最大尖峰发生在最高输入电压和最高输出电压时，即所谓最不利工况。而过渡模式的反激，真正进入连续模式时的电压通常是一个较低的输入电压，多半不是尖峰电压的最不利工况，仅需在此工况下要校核一下尖峰不超即可。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 郭版再给大家普及下连续和非连续各自的应用场景。
并且说明一下为何你们能用连续的都用连续的，为何不选择断续...
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 您好：前面你讲了:增加 Rg 阻值，增加到整机效率无明显下降为止.为什么这里又说增加Rg是提高效率呢？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1、因为Rg太小会降低效率，增加Rg会提高效率，再增加直到效率（达到最高点后）不明显下降为止。
2、这样增加Rg以不降低效率控制，而省去了RC吸收的效率损失，总体因此（增加Rg）提高了效率。
有点绕，能懂？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 明白啥意思了，flyback断续模式，初级开关管是零电流开通，故增加驱动电阻Rg，延长导通时间，理论上不增加功耗。关断开关管通过二极管快速关断，故不改变关断状态，所以减少了尖峰，也减少了损耗，我明天正好试试，然后上传数据。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 有点疑惑，我自己做的反激，都是RG电阻越小，效率越高，没有RG的时候效率最高。正激也是这样，最多会出现RG减小到一定程度后不会再提高效率，从来没出现过RG增大会提高效率的情况。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | RG减小到一定程度后不会再提高效率，增加RG到整机效率无明显下降为止，这两句话没有区别
Rg太小会降低效率，这一句话你可以理解为：Rg越小副边的RC吸收越热导致的整机效率越低
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 看你们动不动就100Ω，200的驱动电阻，但是我实际上一般都是3.3Ω到10Ω之间，一般小于3.3Ω，整机效率就容易出现效率不变的情况。但是大于10Ω，效率铁定会有明显下降，如果用100Ω，老化基本会烧MOS。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这贴很多年了，大家都改过来了，现在都这么干了，副边都没有RC了，你个人一般怎么取值、怎么铁定已经不重要了
如果单纯100R，当然可能会烧MOS，但这里除了（驱动正程）100R以外，还有个阻抗为0R的（逆程）二极管，它会把GATE电压的波动向GND和VCC钳位，就不会烧MOS了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我的意思是 ，你这边的理论跟我实测的不一样。 虽然加大驱动电阻 确实会减少二极管尖峰，但是 能增加的范围有限， 我一般会以1%的效率为代价 增大RG
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 加上逆程二极管再测吧，不用牺牲1%效率，估计0.1%就能察觉出来效率已经在降低了，也许在此之前很早就已经没有尖峰了，这样的话你连0.1%也不必牺牲了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 李版，增加驱动电阻对压低副边的尖峰确实是有效的，而且对很多反激的EMC辐射也效果明显。但是在工业电源里，反激辅助电源只是电路的一小部分。在输入宽范围时（比如MPPT，电源输入范围10V到300V），高压条件下IC的驱动关断和管子的关断延时就变大了，在只有原边限流保护的情况下，高压短路可能存在失效风险。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 怎么可能，我们的产品1欧 2欧驱动电阻的常见，超过10欧妥妥的烧MOS。 高功率密度砖模块
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1/8砖就是反激方案做的。反激有源钳位，输出同步整流。 目前很常见的方案。开关管驱动电阻一般1欧到2欧 最多不会超过4.7
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 大佬的输出同步整流用的是什么整流芯片，最近在在整反激同步整流电源，在重载情况下，输出VDS会有高压尖峰，VGS电压波形也很差，不知道有哪些参数可以调整，可否指导一二？副边输出mos 的VDS电压跟VGS电压波形如图。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 现在不少控制器是集成功率管的。没地方让我加这个Rg哈！  |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 内置MOS的芯片正好内置这个电阻，即使现在的控制器没考虑、将来的控制器一定会考虑这件事。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 过低的MOS打开速度会不会导致开关管的损耗增加很多哈！
按照这样分析，GaN的功率管是不是就没办法用了。那个管子打开速度灰常的快哈！！ 
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 跟频率没啥关系，GaN或许正好用，如果它也有副边二极管尖峰问题的话
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| | | | | | | | | | | | | | | 你这句话太赞同了！！！！！不可控的东西，尽量不考虑解决办法！！！！！
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| | | | | | | | | | | | | | | 谢谢，我手里正好有反激，实际验证，反压尖峰改改善很多，但还不能消除。
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| | | | | | | 李工这个增大驱动电阻会降低副边尖峰的结论是对的，但很多话却都是错的。
为什么增大驱动电阻会降低尖峰，是因为增大驱动电阻，相当于增加了DT，所以降低了DI/DT，而不是什么弥勒吸收了之说，而说副边尖峰是由原边尖峰引起的电流引起的更没有道理，因为原边这个尖峰更本不流过原边电感怎么会对副边有作用？最后的结论也有问题，如果没有漏感，尖峰肯定与漏感有关，没有漏感根据DV=L*DI/DT，那里来的DV？ 评分查看全部评分
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| | | | | | | | | 能理解这个方法为什么有效就行了，其他说法只是为了便于理解，用的是"可以认为"、"可理解为"这样的前缀。
但说它是错的未免言之过急，还真可以那样去理解，只是取决你情愿理解到什么程度而己，是"然"与"所以然"的问题。
最后结论也没说与漏感无关，只是说不要总是找漏感以及反向恢复这样的理由让自己处于无可作为之境地。漏感的问题是反激变换器的基本问题，应该早在处理二极管反压尖峰之前考虑，本贴所有讨论的前题都是假定已经最大程度做好了漏感为基础的。 |
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| | | | | | | | | | | 版主，一般来说，变换器的漏感做到什么程度为之好？2%？还是1%？在原边开关断开后，副边开关开启时，有个尖峰，这个尖峰是否漏感引起的？由漏感引起的尖峰，可以采取什么样的手段处理？
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| | | | | | | | | 这个绝对同意，同事MOS的尖峰也会低，理由是一样的
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| | | | | | | | | 今天仔细看了一遍这个帖子，发个原创帖不容易啊……还是得支持一下。
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| | | | | | | nc965版主。改大驱动电阻Rg的确使副边二极管反压尖峰很平，但对于一些IC的LEB会不会影响？？
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| | | | | | | | | 主要还是看有没有郭工所说的批量一致性问题，而这个问题归结为 MOS 管内部结构（包括抗静电结构和米勒结构）的一致性问题。
对于LEB特性，我认为只会更好，不会更差，特别是对于某些 LEB 做得不好的 IC 更是如此。
本帖最后由 nc965 于 2016-1-20 21:47 编辑
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| | | | | | | 楼主说的没错
14年 解LITEON不发达地区副边二极管坏问题,咱就用了此种手法
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| | | | | | | 在开关管的漏极套个磁珠，既提高开通瞬间的 dv/dt，又降低变压器原边的 di/dt 。 |
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| | | | | | | 今天又看了一遍这个楼，感觉豁然开朗，原边的尖峰只能靠吸收回路了吗？
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| | | | | | | | | 原边尖峰也不一定只能靠钳位回路吸收，还有别的办法，但此贴只讲副边的问题。
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| | | | | | | | | | | 你看看OB3330是什么模式？它有一个限流点，相当于转折电压，输入电压低于此点（比如176Vac），原边峰值电流不增加，也没有观察到尖峰。
前面已经说了，反激电源的CCM模式，是在输入电压低于某个阀值（转折电压）才进入，此时副边电压应力也随之降低，即使此时出现尖峰，其应力只要低于设计最高应力（发生在最高输入电压时）即可。
本帖最后由 nc965 于 2016-8-22 09:25 编辑
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| | | | | | | | | | | | | 原边恒流的电源，初级做不到ccm模式吧？qr模式下，二极管尖峰本来就要小一些，一般都是ccm模式下，尖峰难处理，帖子之初我也用正激和反激的做过实验 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 是的，OB3330虽然有过渡电压的概念、还有乘法器（这些都是CCM模式的标配），但还是没有观察到进入了CCM模式（仍然在谷底导通）。
这个措施，主要对断续模式有效，但对过渡模式的反激同样是有效的，纯粹的CCM模式（有这种电源？）效果有限。
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| | | | | | | 在调试过程中，我也是将Rg的阻值往上由22Ω调到180Ω后，输出干扰能够大幅减小，但是还是有一定的干扰，不知道该怎么解决。
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| | | | | | | | | 摘录120楼：
漏感的问题是反激变换器的基本问题，应该早在处理二极管反压尖峰之前考虑，本贴所有讨论的前题都是假定已经最大程度做好了漏感为基础的。
意思是，请你先处理漏感
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| | | | | | | | | | | 可是漏感应该是会关断时的干扰，目前是开通阶段干扰比较大，且漏感的RCD吸收电路是有加的。
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| | | | | | | | | | | | | 这只是你的判断，实际情况可能出乎你的判断，因此还是建议你先做好漏感再议。
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| | | | | | | 这种方法貌似不错，但我有一个疑问：
1：当加大驱动电阻时，可以看到驱动波形有个很大米勒平台，这样会不会对开关管有影响？望解惑。
2：你这个延长了驱动时间，意味着当脉冲到达时，并没有及时的使开关管导通，那是不是可以理解为 占空比在一定程度上减小了，另外，这段时间也给了整流二极管的一定恢复时间呢？
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| | | | | | | | | 1、很大是多大？这是可以控制的，对开关管的影响有多大？也是可以控制的，目的就是要有平台，要有影响，才能达到目的。达到目的即可，不要过了的意思。
2、这不叫延长驱动时间，而叫减缓驱动的dv/dt，不叫没有及时开通，而叫减缓开通过程，它还是及时开通的，只是更温柔一点。不要理解为占空比减小，占空比是环路在控制，需要多少给多少，少了可以自动增加，不用去操心。可能确有一点时间差，但这个差距是不是刚好与二极管反向恢复时间相等？或者有什么玄机？没有深入研究，你可以深入研究一下。
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| | | | | | | 今天才看到，受益匪浅。原本有个案子，样机的驱动电阻是47R,输出二极管的反压在620V,后面生产时改为10R,反压达到700v了，后面只能更换更大耐压的管子了。一致对驱动电阻没有概念。不知道取多大合适。 |
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| | | | | | | 这个方法没错。不过解释不完全正确。不能说 “尖锋能量去哪儿了”。 而是不存在尖峰了。 当你开通速度足够慢以后， LC就没法发生谐振了，自然也不再有尖峰。你可以仿真，LC的暂态响应， 用阶跃函数去冲击，阶跃函数设置不同的上升斜率，可以观察到其谐振程度不同的。当上升斜率足够缓时，就不再谐振了。
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| | | | | 粗略看了一下，13楼的图应该是我2010年左右应世纪电源网的要求做的一个演讲里面的内容。
首先PI不是大公司，另外那跟公司也没关系，至少在那个时候公司是没有这些文档的，是我把自己的经验和算法分享给大家，如果听过我的演讲，当时是说用这种方法得到一个初始值，然后根据效率和反压再对电阻值做调整，如果只看文档会误会别人的意思。另外那个振荡对传导或者辐射有很大的影响。
另外看到李工用改驱动电阻的方法降低那个电压，改驱动电阻一般改善辐射的时候采用，如果人为调整到一个效率最高的值，做单台还可以，无法批量生产，大家都知道很多参数是变化的。
就像IEEE的论文，每年几千篇，但有实用意义的可能只有几篇，绝大部分论文都是根据一些理想条件来写的，批量的、实际的情况考虑不到。我做了15年FAE，接触的是大量的实际设计，要保证的是客户每月大批量的生产，如深圳某客户一个月是10几KK的量，几KK的量的客户就太多了，在这种客户中得出的解决问题的方法才有普遍的意义，是经历过实际检验的，这不是在实验室里面做几个板子得出的方法能比的。 |
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| | | | | | | 如果按调整驱动电阻的方法来生产，大批量的时候就等着客诉，等着炸机就好了。元件的参数很分散，另外随着温度也变化。 |
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| | | | | | | | | 这个又不是需要精确调整的参数，差个10~20%没有可观的影响。怎么会不适宜大批量？ |
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| | | | | | | | | | | 调驱动是一方面，例如mos和控制ic在一起的芯片，岂不是没得玩了？ |
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| | | | | | | | | 我觉得cmg是说得很有道理，从实际使用的驱动电阻阻值看，很少很少看到有200欧以上的。我最高只在十几瓦的机子看到过。那还是几年前，而现在都要求轻载效率了，加大驱动怕是轻载效率上不去了吧。
另外，以前有发现，驱动电阻大了之后，不同的机子效率差别会放大，最大差了差不多2%。所以，要慎重。 |
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| | | | | | | | | | | 15V3A,OB2273，驱动20R改成150R,改后次级峰值下降10V左右，但是老化差别就大了，换成150R之后，效率降低1%，老化MOS底下PCB明显发黄。
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| | | | | | | | | | | 任何方法，都不是包医百病的。合适才用。如果你的器件一致性差，有时进入CCM状态， 开通速度慢就会大大增加开通损耗，效率当然降低。
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| | | | | | | | | 郭版所说言之有理，很多时候我们讨论的只是理论层面上的，或者样机、小批量状态下经验；
毕竟大部分工程师都没有做过每月出货上10K的产品，不能以一概全。
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| | | | | | | | | | | 每月出货上10KK的产品应该不是啥标准，我估计，10年前也有人每月出货上10KK，10年后也有人每月出货上10KK，他们的处理，一定是不一样的，技术总是要进步的。
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| | | | | | | 请问郭工，如果在没有并这个电容的情况下去测试该震荡频率，经常会出现反向峰值超过二极管耐压，这个时候就比较危险啊，还要继续测试没有吸收情况下的震荡频率吗 |
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| | | | | | | | | | | VCC是多少伏？提供给谁用？ R RV DW 都是耗能的元件，这样搞真能降低成本提高效率？有没有具体案例？ |
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| | | | | | | | | | | | | 这个只是举例，拓宽一种思路的意思，不知道有没有其他人这样干，反正我就是这样干的。
VCC 给谁用？给431、817、358 这样的 IC 用。如果副边有这样的需求的话，一般是增加一个副边辅助绕组来供电。与之比较，会不会降低成本、提高效率，自己可以分析。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 我觉得不会提高效率，因为负载的情况会影响这个VCC的稳定性，如果要空载稳定，那带载的功耗就会相对大很多。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 对VCC输出电流的贡献，哪个大？R C支路还是RV支路？我理解，RV支路是很稳定的，R C支路就难说了，变数很大。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 看情况，各半吧。
RC支路变数再大，也远没有辅助绕组的变数大，数量级的差别吧。
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| | | | | | | | | | | | | 成本效益分析：
R是吸收电阻，参数由吸收决定，你不搞VCC，它也是存在的，也是要发热的，你搞了VCC，它发热还少些。散热成本就更低些。
Rv是假负载，参数由空载能量决定，你不搞 VCC，它也是存在的，也是要发热的，你搞了VCC，它发热还少些。散热成本就更低些。
Dw是稳压管，上图方法其电流几 mA 而已（且比辅助绕组稳定许多），基本没有发热问题。用辅助绕组时，它也是需要的，发热会大许多，而辅助绕组的总功率那就完全是额外增加的损耗。
减少一个辅助绕组和一个限流功率电阻(仅靠它还不一定能搞定）、增加一个二极管 D2，总成本会更低一点。
因 Rv 部分的接入，VCC 直流成分会高许多，滤波成本会低一点。
分析完毕 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 几mA，十来V 吧，能找到的最便宜的二极管即可，4148吧。 |
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| | | | | | | | | | | 你这是在取巧，取巧有时还真可以好好利用，但是，有是反被其害，比如电路中所取到的VCC，在轻载和重载的差变，能供给的电流是不平衡的，如果盲目采用，反受其害。影响产品稳定性。
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| | | | | | | | | | | | | 确实是取巧，能不能用，要看看实际电路，主要是看电压电流的适应性，而在能量平衡或者稳定性方面应该比辅助绕组方式更好一些。
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| | | | | | | | | | | | | 李版主您好，看您帖子受益良多，有个问题没看明白向您请教，RC器件承受电压值如何看出来的，不是很明白，望您给讲讲。
人家提问，为什么给投诉了？
RC器件承受电压值如何看出来的？
1、RC器件承受电压与二极管反压相对应
2、反压的意思是反的，如果二极管正极为0V（参照点），则二极管负极为正电压
3、115楼右图，RC器件是并在二极管上的，RC器件承受电压=二极管反压Vr
4、115楼左图，RC器件的左边还是二极管正极（参照点没变），右边呢？
5、RC器件的右边接V-端子，V-比V+端子是不是要低一个Vout？ 因此RC器件的电压应力是不是应该=Vr-Vout？
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| | | | | | | rcd吸收用在ccm时，那个二极管也有反向恢复的问题，不如rc来得直接 |
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| | | | | | | | | 这里可不是RCD 吸收，而是RCD 钳位，天壤之别。 |
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| | | | | | | | | | | | | 忘了说红色为电源整流二极管2端波形，黄色为rcd电容波形。
明天试试在300w正激续流二极管上面的效果，有必要的话也把图搞上来 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 最后两图就很好地实现了钳位，微调电阻值可以精确控制反压尖峰了，钳位点一定要高于反压，否则拓扑就短路了。 本帖最后由 nc965 于 2015-11-11 11:21 编辑
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| | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分：109874
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- 主题：142
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- 帖子：45925
积分:109874 版主 | | | | | | | | | | 最后两张图跟钳位没有任何关系，去掉RCD估计波形也是这样。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 李版这个使用DCM模式的情况下，效果还是非常好的，但是CCM状态下，确实不行，这个只有减低初级电流斜率才是办法 |
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| | | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分：109874
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- 主题：142
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- 帖子：45925
积分:109874 版主 | | | | | | | | | | | | 不是DCM模式下效果好，而是你在DCM模式下，夹缝本来就没有，你不信同样的测试条件，你去掉RCD跟带着RCD波形是一样的。
你所谓的DCM模式下效果好是因为你改变了测试条件。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 去掉吸收这个尖峰是有的，只是这个时候的尖峰比较“软”，用rc就可以大幅减低，用rcd以后，就是图上的波形了，所以我才说这个dcm效果好 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 按效果（尖峰高低）好坏排序：
1、效果最好的是RCD钳位（RCD按钳位工况配置）
2、RC吸收次之（按R同样发热类比）
3、取消RCD是有更高尖峰的
4、RCD按吸收工况（C全充全放）配置。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 更具昨天在反击，今天在正激的应用来说，dcm时，有效果，但是ccm就不行了，可能是我随意配置的不行吧，我感觉ccm模式时，那就是天煞孤星，那就是命。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你的示意图的接法还不是最优的，电阻右接输出负更好一点。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个有SEPIC成分，要软一点，但是安规应该不满足了，Y电容上电流很大。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 隔离的也行吧？实际验证用的一个60v输出600ma的样机，用了2个102的y，效果峰值电流也就2a左右，这结构用在输出电压较高的电动车上面应该很爽
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电动车那个充电器，80%都是大号的反激，输出200w左右，输出电压比较高，二极管也只能用慢一点的，尖峰比较高，这个可以有效抑制，，，
至于漏电，这个不好说，主要是不知道怎么说，我就通过实验的方法吧，明天我把我给接地了，我和电源的次级串个万用表，交流档，看加了那个y和没有加，电压变化多少v
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电池接地就是个死，小心炸管。
即使不接地，靠轮胎悬空，电动车也是带电的，小心触电，而且还不是市电，是射频高压。
即使没炸管，也不怕触电，只要带载，工况也会发生巨大变化，至少在某种工况，你所期望的效应也许就不存在了，反压也会飙上去。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 就是直接把102并mos上面，也死不了吧？次级接地怎么个死法？不解今天测试了哈，我和电源次级串个万用表，加和不加那个y电容，电压变化不大，手摸次级也不会说有麻麻的感觉，不过加了这电容，干扰大是真的，不过抑制尖峰效果确实比较明显
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 副边二极管尖峰如果加大漏感会不会变小呢，漏感能量再通过辅助绕组回馈到输入。大师觉得如何？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 两个电容都是安规电容，电容容量也不一定多大，怎会有安规问题？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 安规问题指漏电流。相同容量工频与高频的差别，大约三个数量级，你觉得会没事？
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| | | | | | | CCM模式钳位
一直有认为钳位不适合CCM模式，其实是适合的，并且同样有很好的效果，可能仅用很小的效率损失代价换来精确可靠的反压尖峰抑制效果。
一个CCM模式推挽300W副边全波整流二极管RCD钳位案例：
理论反压为2Vin=144V，无吸收钳位措施时，反压尖峰逾400V：
吸收钳位目标，反压尖峰200V以内，以便使用200V肖特基。
RC吸收，尖峰吸收到182.3V，吸收损耗15.5W：
RCD钳位基本方法如图。
削峰过程明显，尖峰钳位到182.7V，钳位损耗3.4W（仅为RC吸收的22%）。
钳位电路的主要特性是RC时间常数较大，C的端电压即为钳位电压。
CCM模式钳位优化
CCM模式还可以进一步优化：
同等情况下（182.4V），此电路损耗降到3W。
原理：C上电压为钳位电压Vq，R根据尖峰能量续流维持这个电压，相当于恒流工况。上图R与C并联即对钳位电压Vq的续流，下图利用了输出电压（24V），钳位电压仍然是Vq，但续流电压为Vq-Vout，故损耗降低。
受此启发，如果有其他电压源（比如风扇电源、继电器电源）可以在副边接地，还可以进一步降低钳位损耗：
这次钳位电压仍然是182.7V，但R续流电压又降低了24V，钳位损耗降到了2.5W。
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| | | | | | | | | 书本相当重要呀，本科没学到什么东西，倒是学出一颗浮躁的心，现在连书都很难静下心来看完，向师兄师姐请教，他们都说直接看文献，基础懂一点就行，但是还是觉得懂一点真心不够，看文献也看不懂，归根结底还是花时间太少吧 |
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| | | | | | | | | 前辈，你对电源行业感兴趣吗？让你专心于此行业的动力和信念是什么？如果缺乏兴趣，是不是就很难有较高的造诣？有点迷茫 |
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| | | | | | | | | | | 如果不是富二代，官二代什么的，，，那么生活压力，，绝对是你的动力 |
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| | | | | 这个贴还需要补充点啥不？说清楚没？大家的问题解决了没？可以结贴了不？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | 我看到是处理开通时的那段，关闭也有呀，没看到写是什么处理的 |
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| | | | | | | 老大：先别结贴呀，我这个怎么解决从哪方面着手呢？这个是移相全桥全波整流二极管的波形要怎么办？我这个是输出没有滤波电感和电容的。
本帖最后由 飘飘飘 于 2016-1-11 11:45 编辑
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| | | | | | | 原来此贴还在更新中哈，不错，正好想弄明白尖峰和哪些因素有关呢。我的CCM全桥吸收也是一件很痛苦的事。在差不多漏感，相同Rg，相同功率不同输出的情况下，SIC不比普通快恢复省心呢。感觉如果只按照L*DV/DT来分析CCM的尖峰的大小可能是不准的。也尝试过串联N个磁阻想来吸收尖峰的，然后依然大败而归哈哈 |
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| | | | | 这两天调试的机子也是次级反压超了。在这里学习学习，明天实践。 |
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| | | | | 40V输出（甚至50V输出都）希望用200V的二极管搞定，你的尖峰有这么大吗，这都5倍了？
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| | | | | | | 增大驱动电阻确实是比较有效的一招，很多有经验的工程师都知道这个方法，且秘而不宣，感谢楼主分享。按我的理解，增大驱动电阻其实是增大MOSFET在开通时候的 RDS_ON,就是开通瞬间MOSFET的内阻会大很多（相当于不饱和导通），但因为开通的时候MOSFET电压和电流都比较小，对开关损耗影响不大。 增大的这个RDS_ON最终会反射到次级的吸收回路，相当于在吸收回路引入了一个阻尼，因此可以大大降低尖峰。
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| | | | | | | | | 这个效应的本质，就是112楼那位兄弟认为是错误的那些原因。
二极管反压尖峰，本质上是副边漏感的一种释能方式，现在通过减慢导通，让原边MOS开通损耗增加一点，米勒一点，以这样的方式，使付边的漏感能量转移到原边来，使付边看上去就是完全没有尖峰和漏感释能损耗的理想波形。总损耗不一定会降低，效率还有可能更高，且发热转移到有散热措施的原边消耗，大幅度降低了di/dt，改善了EMC，是件一举几得的好事。
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| | | | | | | 太负载了，如果吸收，VCC，快管，次级肖特基，你把变压器漏感，还有次级布线的漏感搞小，放个RC测试使用率不超0.9，除非EMI要调试，否则你设计是OK的
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| | | | | | | | | | | 李工将的很好，有一点持怀疑哦 ，你说MOS的驱动电阻搞几百O 这个 EMC效果是很好的 但是整机效率 呵呵 |
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| | | | | 楼主 ， 你这两贴我看了好几次了 但是还是没弄明白具体是怎么设定的 |
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| | | | | | | 调试出来的，只需调整一个元件，直到尖峰可以接受为止，感觉已经很简单了。
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| | | | | | | | | 李版，能发那个OB3330的文档参考下不？谢谢！今晚刚好看完了这个贴！受益不少！
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| | | | | | | | | | | 自己随手记的调试笔记，算不上啥文档，而且也没有写完整，已经发你QQ信箱了
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| | | | | 我就用了RC和rcd的复合抑制的方法，这样原边的IGBT就不会炸管子啦
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| | | | | 看了李工的帖子真是受益匪浅，最近在做一个DC/DC隔离开关电源，输入24V，输出24V/1A，EE16变压器，目前按照李工的方法，前后级的RC吸收都没有加，MOS管和续流二极管都用的100V的，初级尖峰稍微有点，但在MOS管应力内，续流二极管几乎没有尖峰，效率89%。 |
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