| | | | | 匆匆忙忙检查了一遍,可能还会有一些错误,希望各位看客帮我指出来,谢谢。
|
|
|
| | | | | | | 楼主的图片能不能排下顺序,我看的是左右两列的。。。看的头晕。
话说关于电流馈电推挽式拓扑之类的文章很少见,可能是应用的少的原因。但是不管是前级电流馈电部分是buck还是反激,都要求占空比最小50或者略大于50%(应该是您说的PWM重叠),这个除了您说的《开关电源设计》这本书提及外,鲜有文章提及。
在编辑标题栏区-- 附件右边有贴word的方法
本帖最后由 hotdll 于 2016-4-24 17:02 编辑
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | 我觉得他说的输入电流和您理解的输入电流应该不是一回事。
电流溃电部分用反激的我没做过,我做的是直接用电感模拟恒流源(类似buck)的推挽式ZVS,如果占空比小于50%,VDS的波形会出现尖峰。楼主推挽拓扑用25%的占空比,上个VDS波形。但是从原理上分析,和您这个没啥区别。
本帖最后由 hotdll 于 2016-4-24 21:01 编辑
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | 前面一章节的buck电流馈电+全桥,我还没仔细看。
但反激电流馈电这章节我前前后后翻了十几遍,硬是不相信那句话说的。
D小于50%下,两个管子都关断,反激次级导通回馈给电源,这个输入电流,不管反激次级接在哪里,两个管子关断的时候都应该降到零才对啊。
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | 不知道这个电路您实际做过没有?如果实际做过请上波形图。如果仅仅是分析,那么下面简单的分析下:
如果占空比小于50%,则死区时间内,两个MOS管子都会关断。反激电感DI/DT 会产生非常高的ΔU,这个电压加到MOS管子上,会产生米勒振荡。MOS管子会发烫,甚至烧毁。
如果占空比大于50%,则书上介绍的就没错,是您理解错了。
所谓电流馈电模式,您首先要把电源设为恒流源,您觉得恒流源负载能开路正常工作吗?
本帖最后由 hotdll 于 2016-4-24 20:06 编辑
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | 图一和图二都没做过,是理论分析、
对于图二,两个管子关断以后,不计漏感等因素,两个管子VDS上面电压应力是:(Np/Ns)(Vo+Vd)+(NLp/NLs)(Vdc+Vd)+Vdc,
可这跟电流是否下降到零有什么关系?管子关断了就是关断了。
目前主要问题是,作者所谓的输入电流是什么意思。
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | 作者这句话就是在D小于50%情况下说的。两个管子关断的时候,反激次级被钳位在比Vdc高一个二极管压降的电压,此时励磁的能量回馈给电源,这个意义上恒流源并没有开路。
本帖最后由 埃_维_针1 于 2016-4-24 20:17 编辑
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 哈哈,以后不敢不去了解一种结构就随便发言了。
刚去啃了下反激电流馈电式推挽拓扑这章节。利用反激变压器箝位,实现占空比调节。
按照原书的理解,说的输入电流应该不是MOS的输入电流。而是指前级电容到Lp之间的线路上的电流,因为导通的时候,Lp存储能量,死区时间,LP对前级电容放电,回馈能量。从前级到LP之间的电流一直都没断,只有电流强度变化和方向变化。
|
|
|
|
|
| | | | | 是的,那真是一段痛苦的经历。
但掉了几个坑之后,自己也还是有些收获,虽然最后这个拓朴没有用成。 |
|
|
| | | | | 请楼主多提供一些参考文献,并给出若干评价或结论,这次懒一把,坐享其成了。 |
|
|
|
| | | | | | | | | A single-switch flyback-current-fed DC-DC converter,发现这一篇是反激+正激的类型,看了一半就不想看了。
这篇论文也麻烦下载一下,谢谢。
哦,已经在了。谢谢。
本帖最后由 nc965 于 2016-4-25 16:18 编辑
|
|
|
| | | | | | | | | 这个拓朴,原理上还是可以行的。
只要处理好一些漏感能量和尖峰的问题。
我当时是用在低压输入,电流太大,不好处理吸收问题。
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | 如果是推挽的,优势就是驱动方便。
如果再加上重叠PWM的,那还有个优势:输入电流是连续的。
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | 有什么推挽驱动IC可以超过50%占空比的?书上说可以用分立器件做,那个论文我在IEEE找到了,下载要钱……
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | 我当时是用SG3527反着用。
后来,还用单片机出。
|
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | 也就相当于把次级的电感放到初级。
对于我当时的应用,输入电流较大,如果能电流连续,那是非常大的优势。
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 意思是,两边都有独立电感?
还是两边的电感,共用一个磁芯?
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | 电流馈电式ZVS,漏感是谐振回路的一部分,为什么会有尖峰?
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | 呵呵,真是晕了。
我做的是25楼链接类似的推挽拓扑,电流馈电,ZVS并联谐振。低压下效率和性能都不错。
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | 比如,12V输入,1000W,那个电容用什么电容。
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我的工作没接触过这么高功率,所以不敢胡掰。因为推荐的那个文章的电路我做过和研究过,故推荐一下。别无他意。
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个电路我见过其他版本的,就是将输入的并联谐振电容改到次级。次级可以并联或者串联进行谐振,具体原理和计算我没有深究,我通常用到啥再去研究啥。
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电容在次极,串联谐振的,我试过,还可以。
就是不知能不能调电压。
我当时只是试了开环的。
|
|
|
|
| | | | | | | | |
啊没想到现在已经2017年了,但16年留下的摊子到现在都还没收拾。。。。最近期末考试结束,留在学校搞工程的同时顺便花了几天时间把那个正激+反激馈电的拓扑英语论文给翻译了过来,前后检查了很多次,尽量不出现致命错误。
这个文章有一个会议版本资料,里面的一些图片相对论文里面那些图片要高清一点,还有一些论文里没有的阐述和解释。
#陈旧文件删除#
|
|
|
| | | | | | | | | | |
思考了很久,发现之前的推导是有严重问题的,怕有不好的影响,先删除。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | 可以使用matlab求状态空间小信号阶跃响应
指定了A B C ,用OLpoles=eig(A),sysOL=ss(A,B,C,0),step(sysOL)可以阶跃响应的波形。
|
|
|
| | | | | 突然发觉400W的拓扑,反激变换器得用上EE55,这体积还是很巨大的。
|
|
|
|
| | | | | | | | | 理论上说这种反激电流馈电推挽应用功率在2KW以内,那反激的变压器岂不是得用EE110。
|
|
|
| | | | | | | | | | | 其实,如果不是低电压输入的话,我觉得也没有必要用推挽。
搞个别的什么拓朴,应该也可以。
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | 像这种拓扑,不整个十几路的输出,就浪费了他的优势了,反正输出不用大电感。
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | 是的,它在多路输出,有那么点优势。
当时想用它,是看上这几点:
推挽适合低压大电流,输入电流连续输入电容可以舒服点。
|
|
|
| | | | | 用Saber仿了一下33楼的电路(b)如下图 这个电路的直流增益为Uo/Ui=D/(1-D)同反激电路一样(属Buck-Boost类型可升压可降压)。 不同之处: 1 当占空比≤50%时电路等效一个Buck电路(直流增益不同),输出电流是“连续”的。 2 当占空比≥50%时电路等效一个Boost电路,输入电流是“连续”的。 3 功率传递不像反激那样完全依靠电感储能,电感可以小一些有成本优势(越接近50%占空比所需电感越小)。 综上好像这个电路用于有隔离要求的宽范围输入、输出的场合比较不错。
|
|
|
| | | | | | |
这个是论文里面给的图,一目了然啊,特别是D=0.5的时候,无论重载轻载都是CCM buck。
|
|
|
| | | | | | | | | 这个图也说明的这个电路的直流增益为Uo/Ui=D/(1-D),如果用Uo/Ui 替代Vo代入图中的参数D得:
D=0.1 Vo=0.1/(1-0.1)=0.11
D=0.5 Vo=0.5/(1-0.5)=1
D=0.6 Vo=0.6/(1-0.6)=1.5
D=0.7 Vo=0.7/(1-0.7)=2.3
D=0.8 Vo=0.8/(1-0.8)=4
当D=0.5时根据其特性称作直通是不是更形象些,这个图中的横坐标Io表示的是什么意义?或者能否告知这个图是如何绘制的?
|
|
|
| | | | | | | | | | | Io应是指输出电流。
15楼我贴了这论文的pdf,您可以看一下。
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | 谢楼主资料分享!!
这是参照资料绘制的部分曲线图,另一方关于电流模式的LLC资料也相当不错 。
|
|
|
|
| | | | | 最近课太多,今天放假就抓紧时间琢磨那俩变压器怎么绕。
推挽初级电流有40A,得用铜带。
三明治结构如图所示,同时导通的绕组放在一侧,每个初级半绕组分成两个铜带来绕,并夹住次级。那mmf是磁动势,按书上说的有效层数应该是1.5层。今儿下午试着绕了一下。
看来EE42是绕不下的…………铜带至少得用十多根1mm的线引出来,焊点太大,窗口绕不下了,只能换大一号的磁芯或者改变绕法。想了一会,就把绕组改成这样。
每一路输出次级就用一个绕组,整流用全桥。那原理图就改成这样了:
绕了一个下午,深知自己绕变压器水平还没到家,用EE42绕了半天还是没绕完就满了。看来只好到淘宝上定做一个用EE55的。
|
|
|
|
| | | | | 只看了第一个图,请教楼主及各位大侠:
第一个图在计算反激输入功率时,推免最小占空比为0.225时,反激占空比为1-0.225*2=0.55,楼主计算第一路输入最大功率 P1=4.58*(24+1)÷0.9=127.2W,依次计算得第二路P2=62.07W 第三路P3=62.36; 总功率P=127.2W+62.07W+62.36W=251.63W;在前面推免最大占空比为0.375时,楼主计算的推免最大功率为:400÷0.9*0.75=333.11,反激功率为444.44-333.33=111.11;为什么推免最小占空比0.225时不可以这样计算?这样计算的推免最小占空比时反激最大功率为;400÷0.9*0.55=244.44W;比251.63W要小;这两个哪个是正确的?谢谢!
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | 结论是那种线路合适呢?300W内直接用个push-pull应该也不错吧
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | 这种线路,以前有应用,比如TI的一款通讯电源,现在用得少了,几乎没有。是否形成反馈跟效率关系貌似不大。
|
|
|