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PF、PFC、PPFC、APFC原来是这么回事

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yu309262908
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高级工程师
  • 2017-11-2 10:29:29
概述
1.理解交流供电的特殊性
2.理解PFTHD
3.PPFC原理及实现思路
4.APFC原理及实现思路
理解交流供电的特殊性
理解供电厂与用电设备模型
供电厂提供的为交流电,也就是说,供电厂提供的能量是呈现出正弦形式的波动的,而不是一直持续不变的功率。
电厂到用电设备之间的传输线是有电阻的,这些电阻会消耗能量。
用电设备有电阻性的,也有电容和电感性的。
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各种负载类型的设备的等效电路
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各种负载的情况
下图示出了4种类型负载的消耗能量的情况
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详细分析各种负载的情况(电阻V.S. 感容)
由前面的图可以看到,消耗的功率=U*I,电阻消耗的总是正功,而电容和电感却不是,一会正功,一会负功,也就是说,电感和电容一会从供电厂吸取能量,一会向供电厂提供能量。
这个现象的原因是,电感和电容属于储能设备,本身不消耗能量。
在这个储能放能的过程中,能量都被消耗在了供电线上了,用电设备由于没有消耗能量,供电厂不能收取电费,但供电厂依然需要架设对应的供电设备,并且不停的提供能量。
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详细分析各种负载的情况(二极管的情况)
二极管形成的整流电路,加上电容,用来产生直流输出,这是一种很常见的结构,只有在AC电压比电容电压高时,二极管才能导通,此时才有电流,为了提供整个周期的功率,在此范围内必须有很大的电流,也就是说,AC源必须在短短的时间内提供够用很长一端时间的能量给设备。
由于供电厂只能产生正弦形式的功率输出,为了达到这个目的,供电厂必须建设远超出正常消耗的供电设备,以维持用电设备的用电。
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理解PF和THD
为了描述这种电容电感导致的,电流和电压不同步的情况,引入功率因数的定义。
用电流和电压的相位角之差的余弦值作为功率因数。
PF大还是小比较好?
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总谐波失真(THD
非正弦的周期波形能够拆分成傅里叶级数,这样就得到了该周期波形的基波和各次谐波。
用总谐波失真来表示各次谐波的大小,在供电领域,谐波的大小特指流的大小。
THD大还是小比较好。
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谐波失真的危害
供电厂产生的电流波形是基波的正弦,而其他高次谐波的波形是供电厂无法产生的,因此供电厂必须使出额外的力气来产生所有的高次谐波,因此THD实际上描述了供电厂必须具备的额外供电能力,或者说做的无效功。
谐波失真的其他危害还表现在产生了一些高频的信号,这些信号会干扰其他设备,这个干扰可以通过线路传导,也可以通过辐射传播,线路传导称为RFI,辐射传播称为EMI
总谐波失真的具体计算
谐波失真描述的是一堆正弦信号,或者说交流信号,交流信号讲究的是有效值,因此必须使用方和根来计算,其公式如下:
第一步,求出每一个高次谐波和基波的比值;
第二步,比值求和,理论上H可以取到无穷大,但实际应用中,H不会取很大,一般几十就足够精确了;
第三步,开方。
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谐波失真的图形表示
总谐波失真代表了供电能力的浪费,而高次谐波的幅度则代表了电磁干扰的强度,因此通常还会使用图标来表示谐波失真,这样可以比较形象的看出谐波失真的电磁干扰危害程度。
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偶次谐波和奇次谐波
仔细观察可以发现,电流谐波失真图上,偶次谐波的分量几乎为0
这个不是偶然,在电力领域,谈到谐波失真,都不需要考虑偶次谐波,只考虑奇次谐波,因为偶次谐波分量可以忽略。
偶次谐波分量为0的原因在于电流波形总是呈现正负对称的形式,这种对称波形称为奇谐波形,其偶次分量为0,其分析如下:
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考虑THD后的PF
真实应用中,设备往往同时包含电容/电感和有源器件,因此电流波形既表现出和电压正弦的相位差,又表现出非正弦特性,如下图,此时,功率因素的定义为:
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小结
现在可以看到,对用电设备的友好性可以用PF来衡量,很多时候PFTHD是存在关系的,THD越大,PF越低,但THD小不意味着PF高,还要考虑电流相位的影响。
THD既要小,同时还要在高频处的谐波分量尽量的小,以减少干扰。
PPFC原理及实现思路
PF低的原因有2个,电容或电感引起的电流相位偏移,有源器件引起的波形失真。
提高PF的电路称为PFC电路,PFC的思路也是分为2个:
增加补偿电路,比如负载为电容,就在供电线路上加入电感,这种方法称为无源PFC,常用于只有相位偏移的场合;
对于开关电源来说,主要的问题是波形失真,因此不能采用无源PFC,只能采用其他方法,这些方法统称为有源PFC
--有源PFC也分2种,一种是PPFC(被动式PFC),另一种是APFC(主动式PFC)
--有时候,将无源PFC也归为被动式,这样PFCPA两类,P又包括无源和有源两种。
PPFC电路
使用一种称为逐流电路的结构可以提高开关电源的PF值。
注意逐流电路的连接,当VDC2个电容电压加起来还高时,逐流电路充电,当VDC2个电容电压并联的电压低时,逐流电路放电,当VDC介于两者之间时,逐流电路既不放电也不充电。
两个电容完全相同,因此电容的电压总是会自动保持相等。
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逐流电路提高PF值的方法
假如没有逐流电路,当VAC<VDC时,二极管就会截止,只有VAC>VDC时,二极管才导通,加上逐流电路后,当VAC小于两个电容电压之和时,二极管依然导通,直到VAC小于电容电压,这无形中延长了二极管导通的时间。
假设VAC220VVDC稳定在200V,那么无逐流电路时,只有VAC>200V,二极管才导通,有逐流电路时,VAC>100V,二极管就导通。
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逐流电路的叠加
从前面的分析可以看到,逐流电路是通过二极管环向,使得电容是串联充电,并联放电,串联时数量为2,因此充放电区间的电压落差为2倍。
如果希望提高逐流电路的PFC效果,可以将电压落差加大,增加到3,甚至4
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yu309262908
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高级工程师
  • 2017-11-2 10:30:24
 
APFC原理及实现思路
APFC的原理
开关电源的波形失真的罪魁祸首是整流桥后面的电容,使用逐流电路后可以缓解这个问题,但不能根除,而主动式PFC能够根除这个问题。
主动式PFC的方法是直接将整流桥后面的电容直接去掉,让输入电流持续。
光让电流持续还不够,还必须让整流桥后面的部分看起来像一个电阻,使得电流是随着输入电压的变化而变化的。
因为开关电源在整流桥后面是一个电感负载,电感的电流电压关系为:
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所以开关电源需要控制t,来使得ʃvdt和V成正比。
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APFC的形式
开关电源是通过开关切换来间歇式的将能量传递过去,因此不可能使瞬时电流呈现出一个连续平滑的正弦波形,只能使平均电流波形呈现出正弦波形。
一共有3种形式的电流波形,对应3种模式CCMBCM(CRM)DCM
    17.png
电流平滑
开关电源只能制造锯齿形的电流,而PFC要求较平滑的电流,否则电流THD会很大,因此,需要在输入端加一个电流低通滤波电路。
电流滤波使用电感和电容,电感对电流进行平滑,而电容储存能量,应付PFC过程中的电流突变。
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3种模式的对比
这三种模式,其本质上的区分是流过电感的电流。
CCM,电感电流是连续的;
BCM,电感电流不连续,但不会持续为0
DCM,电感电流有持续为0的时候。
从电源功率来说:CCM >BCM > DCM
理论上来说,高功率的也可以用于低功率,但CCM的控制环路存在巨大缺陷,无法做到高切换频率,因此在小功率段通常是不使用CCM的。
19.png
BCM的实现方法
要让BCM的平均电流为正弦,需要两个条件:
流过电感的电流的峰值包络为正弦;
输入平均电流和电感峰值成比例。
对于第二个条件,除了boost外,其他拓扑都做不到,如下图所示:
Boost拓扑在整个周期内都有输入电流,平均电流正好是包络电流的1/2,而对于其他拓扑,只有在TON时间内,输入电流才有,Toff时间内输入电流为0,这样就导致平均电流和峰值电流并不是一个固定的比例关系。
20.png
Boost实现BCM的方法
电路需要得到2个时间点,当前周期的TON结束和当前周期的TOFF结束的时刻。
当前周期的TON结束由电流峰值比较器来检测,而TOFF的结束由过零比较器来检测。
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导通时间的问题
仔细观察BCM,可以看到导通时间貌似是恒定的,这个不是故意画得一样,而是有原因的
电感上的电流可以用如下公式来表示:
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这个公式可以看到,电感上的电流直线上升,上升斜率取决于输入电压,而上升的终点同样取决于输入电压,这样就导致导通时间最终和输入电压无关了。
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PFC方法的改进-固定导通时间
又前面的分析可知,Boost实现PFC后,导通时间变成恒定了,那么反过来,一上来就将导通时间设成恒定,是不是也能实现PFC,答案是肯定的。
改进后,就成了主动固定导通时间,因而省掉了峰值电流比较电路。
固定导通时间是目前非常主流的PFC技术,适合用数字控制,计数器产生固定宽度的正脉冲,每次过零比较器检测到退磁点,便产生一个正脉冲。
24.png
PFC电源调整输出电压的方法
很多电源都有稳压的需求,所谓稳压实际上就是调整电源传递的能量,对于固定导通时间来说,调整峰值电流的包络线就可以调整平均电流,也就调整了输入功率,进而调整了输出电压。
因为输入电压为AC,总是不变的,因此电感上电流斜率是不变的,缩放包络线后,相当于改变了峰值电流比较器的阈值,电感上的电流三角波会变化,包络线越矮,平均电流越小,输出功率越低,TON时间越短,开关的切换频率越高。
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输出稳压的方法
由前面的分析可知,要调整输出电压,只需要调整TON即可,因此将输出电压反馈回来,调整TON即可。
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BCM的问题和解决
BCM的特点是输出功率越低,切换频率越高,如果电源本身需要在较大的输出功率内切换,比如调光,需要在1%-100%之内切换,开关管的切换频率也需要接近100倍的变化范围。
这么大的变化范围是无法实现的,无论是MOS还是电感,都不可能在这么大的切换频率内始终保持最优工作状态。
解决方法是在每个周期插入死区等待时间,使BCM变成DCM模式。
加入死区等待的DCM
如果需要降低输入电流,可以不调整TON,但是在每个切换周期后面增加等待时间,输入电流降低越多,等待时间越长,在TON不变的情况下,输入电流越低,频率越低。
如果调整范围不大的话,加入死区等待就足够了,如果调整范围大的话,可以结合死区等待和包络线调整,或者以一个为主,另一个为辅,比如以包络线为主,死区等待为辅,或者使用两个技术实现更精细的调整。
--数字控制的方式,TON的最小调整粒度为1TCLK ,而引入死区等待(补偿)后,最下调整粒度可以高于一个TCLK
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结合死区等待后的稳压算法
同时使用调节TONTDEAD后,控制算法会变得复杂,一种算法思路如下:
TON为主来调节输出功率,通过TON调节包络线的高度,TDEAD存在完全是为了调节频率,这样就得到了2种方法:
--先调TON TON调不动了后再调TDEAD ,或者先调TDEAD,再调TON
--先调TON TON调不动了后再调TDEAD ,或者先调TDEAD,再调TON
28.png
对比几种算法
从开发难度来说,一次调一个参数肯定比一次调多个参数要简单,但一次调多个参数可以实现更丰富的算法,比如对参数进加权,就可以实现不同的曲线效果,甚至可以做到自始至终切换频率不变。
注意到两个参数的曲线总是不同趋势的, TON增加,切换频率降低,而TDEAD 减少,切换频率升高,因此理论上可以做到切换频率不变。
29.png
死区时间的多周期均衡关系
在BCM情况下,平均电流天然就是正弦,而引入死区等待后,变成DCM,平均电流不再能天然正弦,这个时候需要使用数字算法来均衡每个周期的TDEAD,使平均电流依然既能保持正弦形状。
所谓均衡,就是指插入到各个周期内的TDEAD保持一定的关系。
均衡算法的开发思路如下:
30.png
扩展到其他拓扑
前面分析过,Boost相比其他拓扑的优势在于 TON TON都有输入电流,但引入死区时间后,TDEAD还是没有电流,此时Boost相比其他拓扑的优势实际上没有了,因此可以使用任何拓扑来实现PFC
假设依然使用固定导通时间,其他拓扑的TDEAD均衡算法开发思路如下:
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PFC和恒流的冲突
前面都是通过调节输出电压来调整输出功率,但很多应用中是通过调节输出电流来调整输出功率的,这就给PFC带来了很大的一个难题。
稳压和稳流最大的不同,在于稳压只需要保证很长一段时间内平均输出电压恒定即可,而目前的稳流技术则需要使得每个切换周期的电流都保持恒定。
--为什么电压可以看一段时间平均电压,因为负载端都带有大电容,这个电容上的电压就是一段时间内的平均电压,将这个电压采样反馈到输入,就可以调节平均电压。
--而电流则不行,目前没有方法能让每个周期电流都变化,而平均电流在一段时间内保持恒定,因为没有办法来采样一段时间内的平均电流。
PFC要求电流为正弦状,也就是每个周期都不一样,而恒流要求电流每个周期都一样,这样就形成了一对不可调和的矛盾。
解决PFC和恒流的冲突
目前没有看到有很好的方法能够简单的同时提高PF和恒流精度,已知的几种方法如下:
采样2级方案,第一级为Boost,实现高PF,第二级实现恒流,这样就避开了两者的冲突,但缺点是成本高;
采用切分周期的方法,将一个AC周期分成多个时间段,一些时间做PFC,另一些时间做恒流,如下图所示,这样可以单级实现,但效果相比2级就要差一些了。
对于大功率,成本不敏感的场合来说,使用2级方案是很合适的,但对于成本敏感的场合,就需要下很大的功夫来进行优化了。
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nc965
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  • 2017-11-2 12:21:52
 
PFC和恒流的冲突是解决了的,因为这不是本质冲突(其实根本不冲突),只是算法问题。
真正需要解决的是PFC控制与输出工频(电压的或者电流的---本质是能量的)纹波的冲突(楼主所述冲突可能是这个意思,词不达意而已),目前有待突破(只要用心也是有机会的)。

双人徐
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  • 2019-3-30 22:34:11
 
我想问一下就是我做了个BCM模式的APFC电路,因为输入电流为锯齿波导致PF值不高,所以我在整流前加了个EMI滤波器,我找的资料算EMI的LC算出来就是仿真不了,明天我打算直接接实物。请问这个整流前的EMI滤波器的LC怎么加,就是如何计算L和C的值,接法是不是L匹配网络使输出高阻变低阻?


双人徐
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  • 2019-3-30 22:37:25
 
我的输入频率是50HZ,开关频率是20KHZ,输入功率是80W,输入20V到36V,希望输出80V电压
nc965
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  • 2019-3-31 07:10:21
 
最近好几个贴涉及到这个问题,说一下
1、任何(电压型)拓扑,都(要)有一个输入(还有一个输出)电容,作用是:衔接拓扑电平(能量需求),对拓扑(不是对输入或者输出)噪音滤波,传递地(使电容两端都是地)
2、这个(输入电容)滤波就是差模滤波。区别是,PFC控制,此电容不能太大,否则(因储能太多)桥后电压在过零附近会被抬高过多,波形畸变(不再馒头)而影响PF控制。
3、差模滤波,可简单按PWM频率下,电容的阻抗与拓扑电感的阻抗之比设计,分压电路的意思。显然,电容越小阻抗越大,差模信号越大,可能需要增加一级(非PFC电路因电容很大,阻抗够低,并无此虑):
4、差模CLC滤波,这时,CLC三个器件也可以继续按(看成是)器件阻抗和连接关系构成的分压电路(来设计),其中第一个C的匹配阻抗可以是0(电网),也可以是50欧姆(LISEN),后面的LC就是增加的一级分压电路,以获得更小的差模滤波噪音。如果不解恨,你还可以再增加一级。

这样,我们就可以得到PFC电路差模滤波的设计方法:
A、差模电感,大致感量为拓扑电感的1~3倍合理,这是总用磁量在控制。BCM(较之CCM)显然更加费磁。
B、输入电容,是能量(需要它大)和PF值(需要它小)控制,为使其滤波效果最大化(电容分压阻抗最小化),建议差模电感放到桥前,在桥前桥后各放一只CBB(等效并联)与拓扑连接。
C、最后参数以 EMI 测试确定,且以PWM频率的测点判定,其他位置的差模噪音频谱超标,尽量找其他方面的原因。
双人徐
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  • 2019-3-31 11:19:16
 
我从你的3,4理解不是很好,我的理解就是在我的桥前我要放差模滤波,这个差模滤波的L大概是我拓扑电感的2倍,我的拓扑电感说的是整个拓扑结构的电感还是我里面的67u的电感。
还有你说的CLC滤波,那第一个C是不是就是输入电容,这个是接在信号与地之间吗,然后的LC就是你说的分压滤波吗
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波形.png
nc965
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  • 2019-3-31 11:35:10
  • 倒数10
 
1、你这个差模滤波电感大约在100~200uH范围,再太大的话块头就可能超过拓扑电感,就头重脚轻,喧宾夺主了,效率也会降低。
2、你这个差模滤波电容C2\C4接法是对的,但明显太小(阻抗就大,分压就多因而差模滤波效果就差),更重要的是与功率和能量需求(的容量)不匹配。这件事要在PF值和拓扑效率之间平衡,估计得增加几倍才行,以不显著影响PF为限值,比如用两只2.2uF(甚至更大)的试试。
3、你目前的PF不高,是控制方面的原因,明显算法有问题,还不能归罪于差模滤波。
4、C5就是差模(π型)滤波的CLC的第一个C,是EMC元件,安规电容(X电容),接法明显错误,容量可以小于后面的C,用多大?以EMC测试为准。
5、那个D3要接到C3上去,是标配,防浪涌的安全措施,也有其他保护的意思。
6、从任何角度看,R4、C1都是乱弹琴。
双人徐
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  • 2019-3-31 12:12:35
  • 倒数9
 
我将电容调大了之后波形果然好多了,谢谢
我感觉之前我的C5没有用我把它删了不知道这样对不对,电源的能量是不是主要损失在电感滤波上啊
电路2.png
波形2.png
nc965
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  • 2019-3-31 12:22:53
  • 倒数8
 
电源的能量理论上是没有损失的,有损失是因为元件不是理想的,其中包括电感。
双人徐
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  • 2019-3-31 13:06:47
  • 倒数7
 
我还想顺便问一下这个BUCK电路中我输入占空比百分之五十的脉冲,为何我做实物的时候三极管集电极占空比变成了百分之三十

-784a4825732d9e8b.png
nc965
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  • 2019-3-31 14:45:26
  • 倒数6
 
这个驱动逻辑是反的,得到30%占空比,说明给的是70%信号。
双人徐
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  • 2019-3-31 21:20:09
  • 倒数5
 
我又仔细想了想你说的,想把原理搞清楚我有以下几个问题
1、我看你别的帖子说的桥前桥后各放一个CBB保证拓扑电感最大化那为什么不直接换个大的,我画等效电路的话在电压在正半周是两电容并联,负半周一电容首位相连我理解就是这时候这个电容失效
2、我的C2为什么另外一端是接地,而不是接信号另一端,我看一些电路图是共模滤波之后两信号端各与地(假想地)之间有个电容,这是为了实现差模信号?
3、你说的D3接到C3是我加了个D7接,是这样吗
4、我解释下我的R4、C1(仅仅是我自己以为):当NMOS的DS导通时C1提供足够的导通电压。听了你的之后我想了想会不会是这里有L2存在,导致DS导通后G的电压在不需要C1的情况下也能使NMOS导通。
电路3.png
nc965
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  • 2019-3-31 21:22:38
  • 倒数4
 
你图画错了,C5\C2要共地才对
双人徐
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  • 2019-3-31 21:36:18
  • 倒数3
 
这样吗,还有哪不合适需要优化的(渴求知识的问到)
图4.png
nc965
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  • 2019-3-31 21:43:20
  • 倒数2
 
33e.png
双人徐
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  • 2019-3-31 21:57:50
  • 倒数1
 
报错了,是软件问题吗
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