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LTspice环路学习及自建反激仿真通用模型：QR及数字锁谷QR模型

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sunwan
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  • 2022-4-19 16:52:49
以前对开关电源环路一知半解，只知道照搬别人的环路参数及电路，自从进入21电源网后，学习了各位大佬的帖子，才对环路有了一些了解，在此感谢各位大佬的辛勤付出！！

下面的知识及PWM的AC模型基本来自 Switch-Mode Power Supplies - SPICE Simulations and Practical Designs，再次感谢大佬的分享，出于哪个帖子忘记了

仿真软件使用LTspice，LTspice虽然有这个那个的不足，但它免费，又小巧不占资源，对我们业余的爱好者而言确实不错

AC分析的LTspice模型出自Switch-Mode Power Supplies，自己创建了一些符号，包括431、光耦等，打包提供下载，大家可以解压把sym和sub目录里的文件拷到自己LTspice的工作目录里，一般是 C:\Users\用户名\Documents\LTspiceXVII\lib 下面，最好在sym和sub中另建新目录，拷后重启LTspice就可以了。
5月6日更新了理想变压器的符号XFMR.asy：

pwm_ac.zip (17.28 KB, 下载次数: 221)

其中
PWMCCMVM：CCM only, voltage mode
PWMDCMVM：DCM only, voltage mode
PWMVM：Auto toggling between DCM and CCM, voltage-mode
PWMDCMCM：Current-mode DCM model
PWMCM：Auto toggling between DCM and CCM, current-mode
PWMBCMVM：Borderline Conduction Mode, voltage-mode， 1V for vc = 1us for ton
PWMCMX：Auto toggling between DCM and CCM, current-mode, disconnects the resonating capacitor

PWMBCMCM：Current-mode BCM model, version 1
PWMBCMCM2：Borderline Conduction Mode, current-mode, version 2
PWMCM_L：Current-mode DCM-CCM model including saturation voltages
PWMCM_LX：Current-mode DCM-CCM model including saturation voltages
PWMVM_L：Voltage-mode DCM-CCM model including saturation voltages

应用实例：以直流输入150V-650V，12V1A，PC817+TL431，光耦负载20K，后级有LC滤波，反激电流型、环路II型补偿：

根据nc965版主的反激变压器设计，可以在最低电压满载情况下为临界或稍微CCM都可以，计算得：变压器初级电感2.5mH（临界），变比10，模型选用PWMCM，其中参数L/Fs/Ri/Se分别是初级电感、频率、电流取样电阻、斜坡补偿值，理想变压器的RATIO参数是变比的倒数。
点击RUN，在FB点取样，就是整个环路的幅频特性，Fc=936Hz，相位余量60度（根据书上的，最好70°，最低45°），但是由于光耦PC817的固有极点比较低（大概1.5-3KHz，看PC817实测），所以Fc受相位裕度限制不能太高（有个办法可以提高Fc到光耦的极点以外，并保持足够的相位裕度，下次再议）：


大家可以使用.step命令对输入电压及电解ESR等参数的变化进行分析：



LTspice好像有个小BUG，有时不能分析直流工作点，大家RUN后看可以把光标移动输出电压处，如果电压不正常，可以到菜单 Simulation->Control Panel->SPICE 里设置，有关Default DC solve strategy 里自己组合（有4种组合）试试：



至于环路参数初值，我也是根据书上的，自己弄了execl表格计算，再根据仿真稍微调整。



下班了，明天继续，AC分析的例子也明天提供


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sunwan
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  • 2022-4-19 19:17:10
 
忘了交代：仿真图中需要 .lib pwm_ac.sub
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jiazifei0512
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  • 2022-4-20 14:39:54
 
楼主你好，有点不明白的地方，还请解惑
1） 图中第一部分，这个怎么理解，变压器右边可以看到是二极管整流不跟，反激原边的话应该是一个开关管和功率mos 串联的结构，你这边使用的一个理想框图，怎么实现PWM 开关？
2） 另外第二部分反馈信号通过光耦送过来后，怎么调节占空比？

Capture2.PNG (457.2 KB, 下载次数: 117)

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sunwan
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  • 2022-4-20 16:44:21
 
这个AC小信号分析的模型，不是瞬态分析模型，所以你问的都不是问题：
1.这部分只是个示意图，不代表内部的真实结构，具体看参看上面提到的那本书。
2、为了整个环路的AC分析，在光耦的输出端断开AC通道，只保留直流通道了，VC就是控制端，可以控制占空比。


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siderlee
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  • 2022-7-31 21:30:46
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应该都是平均模型了
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SMilE_LV
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  • 2022-8-2 10:18:08
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你好，老师，我把模型都放在里面了，还是提示没有模型，是哪里出了问题

1.png (4.01 KB, 下载次数: 106)

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大神探123
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  • 2023-11-4 15:52:53
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大佬，这个需要到哪里下载
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i-8
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  • 2022-4-20 15:02:37
 
学习了
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sunwan
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  • 2022-4-20 16:31:18
 
先上仿真模型，都是自己建的（模型4月22日有更新）：
通用pwm_qr.zip (63.69 KB, 下载次数: 161)
里面主要包括通用的反激模型及由它们搭建的电路：
OSC_PWMCM：通用的电流峰值反激模型
OSC_PWMQR：通用的电流峰值反激QR模型
PWM_QR_DIG:通用的电流峰值反激QR（数字锁谷）模型

通用的电流峰值反激模型（电路中使用了LTspice内置MOS管，只是为了加快运行速度，耐压不用担心，几十KV都不会击穿）：

绿线为输出电压，负载从6m开始每1ms突变，由满载->1/20负载->满载->1/3负载->满载，这样变化（下同）；蓝色为FB电压；红色为光耦IF电流。
输出电压的突变：


OSC_PWMCM模型主要参数有：
Fs：开关频率
Dmax：最大占空比
Avcs：ΔFB电压和ΔCS电压的比值，一般IC手册里有提供，有些是写ΔFB/ΔCS、Kfb这些都是一个意思

Vbias：抬高静态Vfb电压需要的偏压，有些IC的FB引脚内部电路图有接二极管（1个或2个），则一般为串联的二极管电压，但IC的内部示意图不一定准确，特别是国产IC，还是要看静态时FB脚电压，但最少要0.3V，否则光耦次级可能提前饱和。
Kcs：Vcs100/1V，100%占空比时CS引脚上峰值的电压和1V的比值
Kse：斜波补偿电压系数，已归一化，通常可以取0.2-0.5，0为没有斜波补偿
SS：软启动时间
Vout：驱动输出电压
Rout：驱动输出电阻，可以根据驱动电流取合适值

模型引脚注意：
DUTY：是输出引脚，为占空比指示，0-999mV，代表占空比0-99.9%
FB：光耦反馈输入，已经把IC里的电压基准和负载电阻移到模型已外，以方便修改，记得一定要在电路中添加。


下面若有使用环路仿真的，如没有特别注明，都是使用OSC_PWMCM模型，因为此模型运行速度最快。


通用的电流峰值反激QR模型：
此模型有软启动、QR模式、PFM模式、CRM（BURST）模式，没有抖频模式

QR模式的Vds波形：


QR的Vds Burst模式波形：


除了OSC_PWMCM模型的参数，还有下列参数：
FSmax：QR最高工作频率
FSmin：QR最低工作频率（没有进入PFM模式时）
Tqr:检测到电流过零点时，再经过此Tqr时间，刚好到谷底。因为我不知道怎么侦测谷底，只能用过零点延时的笨办法，这个要先运行一遍，看Vds谷底周期，取周期的1/4时间。

TONmin：最小导通脉冲宽度
TOFFmin：最小关断脉冲宽度
Tleb：CS脚前沿消隐时间
Kcs：Vcs100/1V，100%占空比时CS引脚上峰值的电压和1V的比值
Kse：斜波补偿电压系数，已归一化，通常可以取0.2-0.5，0为没有斜波补偿
Vpfm：进入PFM模式时FB引脚上的电压
Vcrm：进入CRM（Burst）模式时FB引脚上的电压
CRMhys：CRM模式回归PFM模式的HYS电压
FScrm：CRM（Burst）模式时的最低工作频率

模块的引脚特别说明：
ZCD：电感电流过零检测，连接的电阻要求，如果辅助绕组电压为15V，则电阻R=15V/0.1mA=150K
VTH：有些IC有额外的阈值电压曲线，当Vcs超过此值时，MOS关断，一般留空不接
FB：光耦反馈电压，负载电阻外接，光耦接地
CS：内部有前沿消隐电路，但还是建议接一个小的RC低通，提高稳定性
OUT：MOS驱动
DUTY：占空比输出指示，但在Burst模式应该是不准确的


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Stephon
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  • 2022-4-20 18:37:58
 
棒！
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jiazifei0512
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  • 2022-4-21 18:19:49
 
楼主你好，感谢你的仿真模型，我down下来后，玩了一下，有个问题仍然不太明白，还请帮忙解答一下
对于ＯＳＣ＿ＰＷＭＣＭ　模型，
图中内部模型A5 我理解成是电流与comp 的比较信号，得出该信号变高，说明原边电感电流达到峰值后需要关段驱动了，所以其clear A1，VQ 驱动信号变低。
1） 关于驱动何时开启， 我的想法是该驱动开始的时间应该是三角波的底部即可，（图中V4 产生三角波，类似于UC3842的CT 振荡波形）， 所以我的理解是A5 控制驱动关段，A2  Vosc 控制驱动开通。请问一下，这个理解对不对？
另外，
2） 图中红色部分，关于U1的作用？ 感觉A1关段的信号还受U1的控制，这个目的是什么？还请告知下，谢谢了

Capture4.PNG (69.96 KB, 下载次数: 104)

Capture4.PNG

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sunwan
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  • 2022-4-21 20:54:15
 
1.你的理解是对
2.MOS的关断信号除了受CS的峰值电压控制，还受最高占空比控制，A2可以产生最高占空比的输出，所以A2的反相端也产生最高占空比的关断信号，作为保底。U1的作用是生成短脉冲，如果没有U1，A2的2个输出可能产生竞争冲突，在需要开通时有可能CLR还是高电平，这样就丢失了开通周期，把A2反相端的高电平缩短，就避开冲突，稳定周期输出。
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i-8
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  • 2022-5-18 14:09:50
 
请问pwm_qr模型与pwm_ac模型不通用吗?仿真一个文件显示打不开osc_pwmcm.sub
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sunwan
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  • 2022-5-20 10:03:35
 
ac的是专门是环路AC分析的模型，和其它的瞬态模型是不同的。
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sunwan
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  • 2022-4-21 10:09:28
 
PWM_QR_DIG:通用的电流峰值反激QR（数字锁谷）模型

启动的时候超调的比较厉害，应该是环路参数的问题：

这个又没有超调：

稳定阶段的Vds波形：




负载变化的过渡波形：



进入PFM波形：




数字锁谷QR相对于一般QR，在负载比较稳定的情况下，谷点不会跳来跳去。

多了一些参数：
VN：最大锁谷值，范围4-8，一般IC为6-7
FBf1st：FB跌落时，从第一谷点到第二谷点的电压值
FBfend：FB跌落时，从最后一个谷点到进入PFM模式的电压值，其它的谷点电压为了简化，都维持等比关系
FBrHys：相对应的谷点电压上升时的HYS电压值，比如FB下降到2.4V时，1->2谷点，HYS若为500mV，则FB上升到2.9V时，回到1谷点

模型的CNV引脚为输出指示，当前应当锁定的谷点数值，为1-8范围，但当受频率限制会超出范围时，会自动预判，提前或延后一个谷点开通MOS管，和指示值不符。

特意提醒下：LTspice内置的D触发器有BUG，只能当锁存器使用，尽量不要当计数器使用，无论异步还是同步，有反馈存在时，有可能输出翻转后又立刻恢复原来的状态，怎么调参数都没用，我在这里卡了好久，后来还是自己创建了维持阻塞的D触发器模型来解决的。



PWM的模型就先介绍到这里，建这些模型的初衷是很多IC都没有仿真模型，特别是国产的，内部电路是根据功能创建的，并不是实际电路，如果有原厂的仿真模型，尽量用原厂的，这个只是对外围电路（特别是环路）的仿真参考。

本人也是刚开始接触开关电源不久，有什么问题或错误的，欢迎指出或改正。

下面接下来将结合仿真，看看环路参数调整对电源的影响。


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jiazifei0512
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  • 2022-4-22 12:12:16
 
你好，又来骚扰你了，
准谐振没做过，能帮我看一下这个问题吗？
关于谷底开通的问题
https://bbs.21dianyuan.com/thread-337485-1-1.html?fromuid=132797
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jiazifei0512
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  • 2022-4-22 17:51:53
 
楼主你好，请问一下
你的仿真模型是使用微分算法，得到Vds斜率 过零 通过这个 判定这个是VDS的谷底的吗？
我仿真了一下你的模型，发现每次driver 的开通都是在正正好的谷底，我猜就不是简易QR 或者CRM  模式了，还跟你确认一下，

QR 模式比CCM 模式难懂多了，我就直接问您啦   哈哈哈

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Capture12.PNG

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sunwan
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  • 2022-4-22 21:15:52
 
说来惭愧，我也不知道怎么测谷底，这个模型只是简单地测电流过零点，再人工的加一个延时后开通，原帖中有说明的。
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jiazifei0512
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LV8
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  • 2022-4-23 20:36:26
 
那这个应该就是NC965 版主讲的简易QR 模式吧，
另外问一下，我把你内部的模型看了一遍，PWMCM 模式还能看明白，QR 模式各个模块太多了，有点接不住。

其中有一个模块 OSC_PWM_QR 有几处不太明白
当中OSC 的导通脉冲是怎样产生的？
我把OSC 内部模块又打开了，自己设置了一个外部信号源充当QRT，最小频率设置20Khz,想完一把，  但是发现CLK0 在QRT 为高的时刻，振荡非常之厉害，应该不是自己预想的这样吧，请问是什么哪里出了问题？

我发现楼主的功能做的非常全面，所以各子模块 的功能逻辑非常复杂，    或者能否单独开一贴讲一下个个子模块如何完成各自的功能，以及在什么条件下才能完成这个跟功能 ，什么条件下就不需要关注这个子模块了。非常感谢，

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sunwan
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  • 2022-4-23 21:52:01
 
感谢关注！感觉用LTspice的人很少，专业人士都是高大上的仿真软件，只有一小部分不想花钱又不想用盗版的用LTspice。
自己建通用PWM模型的本意是模拟IC，方便仿真控制环路，IC有设计公司设计了，我们用户最重要的还是环路及其它细节，明天开始要写写一些环路的心得。

OSC模块需要的同步脉冲必须是一个极短的脉冲，大概10ns吧。因为是内部模块，没有说明，如果要适应宽脉冲，必须修改OSC模块，把内部的A2（SR触发器）换成D触发器，相应的连接线路会复杂点：


这些模型还有很多不完善的地方，还需要不时更新。


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sunwan
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  • 2022-4-22 16:29:30
 
给几个PWM仿真参数选取实例：


比如 OB2263：

就是普通的电流型反激，没有QR，就选择OSC_PWMCM模型，参数确定：
Fs：根据OB2263外接的RI确定，根据手册，外接100K电阻，频率为65KHz，则 Fs=65k
Dmax：根据手册，Dmax=0.75
Avcs：2
Vbias：内部图中一个二极管，Vbias=0.7
Kcs：可以按公式估算：Kcs=V*Rcs/(L*Fs)*η，V可按常用输入电压或最低电压取，Rcs电流取样电阻，L初级电感，η整机效率。比如按前例的变压器和负载，若电压取150V，Rcs=1.5欧，η=0.9，则 Kcs=150*1.5/(2.4m*65k)*0.9=1.3，要验证峰值电流*Rcs要稍小于相应的VTH_OC限制。
Kse：0.2-0.5都可以，可以=0.4
Vout：查手册，Gate嵌位电压18V，受制于辅助电源电压，可以选14V
Rout：查手册，Gate驱动电流20mA，14/20m=700欧

光耦的负载电阻按手册取6K，电压源按手册取4.8V。

此模型没有CS脚的前沿消隐和Burst模式，CS脚的RC滤波要比手册上的取值要大。

再比如CR6890A：



普通QR+PFM+BURST，就选择OSC_PWMQR模型，参数确定：
FSmax：手册中没有明确指出，只给出工作频率65K，抖频+-6%，应该可以稍微扩大至75-80K，选75K
FSmin：手册中也没有明确指出，可以选FSmax的一半多一点，选42K
Dmax：根据手册，Dmax=0.8
Avcs：3.5
Vbias：内部图中一个二极管，Vbias=0.7 ? 怀疑内部结构图不准，后调整到1.2V，比较符合实际
Tqr:这个要先运行一遍，看Vds谷底周期，取周期的1/4时间。
TONmin：手册中没有明确指出，就选 2us
TOFFmin：=(1-Dmax)/FSmax=(1-0.8）/75k=2.67us，取2.5u
Tleb：CS脚前沿消隐时间=0.3u
Kcs：Vcs100/1V，100%占空比时CS引脚上峰值的电压和1V的比值，可以按公式估算：Kcs=V*Rcs/(L*Fs)*η，V可按常用输入电压或最低电压取，Rcs电流取样电阻，L初级电感，η整机效率。比如按前例的变压器和负载，若电压取150V，Rcs=1.2欧，η=0.9，则 Kcs=150*1.2/(2.4m*65k)*0.9=1.04，取1，要验证峰值电流*Rcs要稍小于相应的VTH_OC限制。验证后Rcs=1欧，Kcs可以维持1。
Kse：斜波补偿电压系数，已归一化，通常可以取0.2-0.5，=0.4
Vpfm：进入PFM模式时FB引脚上的电压，=2.1V
Vcrm：进入CRM（Burst）模式时FB引脚上的电压，=1.2V
CRMhys：CRM模式回归PFM模式的HYS电压，手册查不到，参考其余IC，=100mV
FScrm：CRM（Burst）模式时的最低工作频率，按手册，=22K
Vout：查手册，Gate嵌位电压11.2V，=11.2V
Rout：查手册，Gate驱动电流20mA，11.2/20m=560欧

光耦的负载电阻手册没给，按FB开路电压/短路电流=5.8/0.2m=29K（直流），实际应该是交流阻抗，可以稍微取低一些=24K，电压源按手册取5.8V。

LP8773，数字锁谷：



数字锁谷QR+BURST，就选择PWM_QR_DIG模型，参数确定：
FSmax：手册中80K
FSmin：手册中52K
Dmax：根据手册，Dmax=0.65
Avcs：3
Vbias：调整到0.8V
Tqr:这个要先运行一遍，看Vds谷底周期，取周期的1/4时间。
TONmin：手册中没有明确指出，就选 2us
TOFFmin：手册中2.5u
Tleb：CS脚前沿消隐时间=0.25u
Kcs：Vcs100/1V，100%占空比时CS引脚上峰值的电压和1V的比值，可以按公式估算：Kcs=V*Rcs/(L*Fs)*η，V可按常用输入电压或最低电压取，Rcs电流取样电阻，L初级电感，η整机效率。比如按前例的变压器和负载，若电压取150V，Rcs=1.2欧，η=0.9，则 Kcs=150*1.2/(2.4m*65k)*0.9=1.04，取1，要验证峰值电流*Rcs要稍小于相应的VTH_OC限制。验证后Rcs=1欧，Kcs可以维持1。
Kse：斜波补偿电压系数，已归一化，通常可以取0.2-0.5，=0.4
Vpfm：进入PFM模式时FB引脚上的电压，此IC没有PFM模式，=Vcrm=1.1V
Vcrm：进入CRM（Burst）模式时FB引脚上的电压，=1.1V
CRMhys：CRM模式回归PFM模式的HYS电压，手册查不到，参考其余IC，50-100mV，取80mV
FScrm：CRM（Burst）模式时的最低工作频率，按手册，=22K
Vout：查手册，Gate嵌位电压16V，受制电源电压，取14V
Rout：查手册，Gate驱动电流20mA，14/20m=700欧
VN：最大锁谷值，手册中 8
FBf1st：FB跌落时，从第一谷点到第二谷点的电压值，=1.6V
FBfend：FB跌落时，从最后一个谷点到进入PFM模式的电压值，其它的谷点电压为了简化，都维持等比关系，此IC没有PFM模式，=1.1V
FBrHys：相对应的谷点电压上升时的HYS电压值，手册中没给出，参考其余IC，400-600mV，取400mV

光耦的负载电阻手册中10K，电压源按手册取4.7V。

NCP1342：
数字锁谷QR+PFM+BURST，就选择PWM_QR_DIG模型，参数确定：
FSmax：选低频的一般参数75K，高频的500K没试过
FSmin：取45K
Dmax：没注意到，可以选0.7-0.8
Avcs：4
Vbias：调整到0.3V
Tqr:这个要先运行一遍，看Vds谷底周期，取周期的1/4时间。
TONmin：手册中没有看到，就选 2us
TOFFmin：手册中没有看到，就选 2us
Tleb：CS脚前沿消隐时间=0.265u
Kcs：Vcs100/1V，100%占空比时CS引脚上峰值的电压和1V的比值，可以按公式估算：Kcs=V*Rcs/(L*Fs)*η，V可按常用输入电压或最低电压取，Rcs电流取样电阻，L初级电感，η整机效率。比如按前例的变压器和负载，若电压取150V，Rcs=1.2欧，η=0.9，则 Kcs=150*1.2/(2.4m*65k)*0.9=1.04，取1，要验证峰值电流*Rcs要稍小于相应的VTH_OC限制。
Kse：斜波补偿电压系数，已归一化，通常可以取0.2-0.5，=0.4
Vpfm：进入PFM模式时FB引脚上的电压，=0.8V
Vcrm：进入CRM（Burst）模式时FB引脚上的电压，=0.4V
CRMhys：CRM模式回归PFM模式的HYS电压，50mV
FScrm：CRM（Burst）模式时的最低工作频率，按手册，=25K
Vout：查手册，Gate嵌位电压12V
Rout：查手册，Gate驱动电流800mA，12/800m=15欧
VN：最大锁谷值，手册中 6
FBf1st：FB跌落时，从第一谷点到第二谷点的电压值，=1.4V
FBfend：FB跌落时，从最后一个谷点到进入PFM模式的电压值，=0.8V
FBrHys：相对应的谷点电压上升时的HYS电压值，=600mV






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  • 2022-4-23 16:22:01
 
楼主自建模型的功力，佩服佩服！！！
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sunwan
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  • 2022-4-24 15:44:23
 
谢谢！只是功能模仿，还有很多需要完善的地方。
18
sunwan
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  • 2022-4-24 11:22:49
 
下面总结一些环路仿真的结果，有可能不对，欢迎探讨

431+817A，简化的II类补偿，fc=920k，PM=60°，负载变化 6ms前满载，6ms开始，1/20负载->满载->1/3负载->满载，每隔1ms变化（下同）：

同样参数，后级无LC滤波，纹波比较大：

后级LC滤波，光耦供电接慢通道（LC滤波后面），波特图和输出，输出过冲比较大，响应变差：

光耦IF交流分量越重，输出电压偏离（偏低）设计值越多：


光耦初级回路中串入电感，可以减小交流分量，使输出电压接近设计值，不知有没有人这样干的？



穿越频率Fc对环路的影响也比较大，由于PC817B固有的低带宽，在低电流（0.2-0.5mA）、高负载阻抗（20K）的反馈回路中，它固有的极点比较低，一般在并联外接电容后极点为2K左右，对II类补偿来说，这就决定fc不可能太高，一般在1K以下，对动态响应影响较大。如果IC这边有固定的电压基准，可以如nc965版主说的那样补电流，可以扩充带宽，只是功耗会稍微多那么一点点。
突发奇想，III类补偿会产生一个零点和极点，能不能用III类的零点抵消光耦的极点，提高Fc呢？波特图如下，Fc高了，相位裕量也差不多了，但对高频衰减不够：

仿真对比：

左边为II类，右边为III类，fc提高了，动态响应有好，但因为对高频衰减太少，光耦的IF就像半波整流的波形，输出电压差太多。
加一个色环电感，好不少：

再加一个电容，更好了：


仿真说明完全可以把穿越频率扩展到光耦的极点外，至于是不是鸡肋，就是另外一回事了，要求不高，II类就可以了，高了，直接用带宽提高一倍的SFH615光耦，但至少提供了另一种决绝办法。

反激的通用PWM模块及环路仿真学习就介绍到这里了，由于认知有限，可能说的有错误或不妥当的地方，欢迎大家探讨。

另，附上 环路AC分析的一些电路：
环路AC.zip (9.92 KB, 下载次数: 84)

20
rao666
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  • 2022-5-5 17:31:28
 
版主，你好，模型报错了。运行不了。

Snipaste_2022-05-05_17-30-21.png (78.66 KB, 下载次数: 110)

Snipaste_2022-05-05_17-30-21.png
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sunwan
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  • 2022-5-6 09:10:49
 
应该是上次打包上传的时候，把理想变压器的符号（旧的）打包了，已经重新上传新的。
请重新下载，也可以直接连线到变压器的脚位上（连线断了）。


22
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  • 2022-5-7 11:16:07
 
楼主威武，向你学习，希望再多讲些内容。
23
kevin-leee
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  • 2022-5-7 12:45:25
 
楼主：帮忙解释下，以上图片怎么对应到底下的这个参数，能帮忙解释下吗？
绿线为输出电压，负载从6m开始每1ms突变，由满载->1/20负载->满载->1/3负载->满载，这样变化（下同）；蓝色为FB电压；
红色为光耦IF电流。


另外负载这里放2个是代表什么意思？



1.png (1.9 KB, 下载次数: 113)

1.png

2.png (2.69 KB, 下载次数: 106)

2.png
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  • 2022-5-7 17:20:03
 
楼主：辅助绕组能一起仿真出来吗？如可把供电加到IC里面去？
26
sunwan
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  • 2022-5-8 09:35:39
 
辅助绕组可以自己添加，比如 UVLO_high=17V UVLO_low=9V，启动电流5uA左右，工作电流3mA的IC，可以用如下的电路仿真：

A1构成滞回比较器，输出5V，控制后级整个电路；R1、R2使启动电流在5uA左右，同时把VCC分压提供给比较器，17V->3.92V，9V->2.08V，LTspice内置的施密特比较器的滞回范围是Vt-Vh到Vt+Vh；B1额外消耗3mA的电流（Ven=5V时）。


28
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  • 2022-5-10 15:33:45
 
多谢楼主
25
sunwan
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  • 2022-5-8 09:20:30
 
这两个源模拟可变电阻，B1模拟电阻，欧姆定律：I=V/R；用V3来控制R的大小及时间上的变化，+1u是为了防止R=0时分母为零出错。
29
kevin-leee
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  • 2022-5-10 16:37:24
 
嗯，看懂得 了，谢谢大神！
27
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  • 2022-5-10 10:17:51
 
好的，谢谢楼主。
31
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  • 2022-5-18 22:56:26
 
这个文件非常不错，我在Ti的官网上下载的电源模型，导出Ltspice后为什么仿真不起来?有人知道的吗？
33
kevin-leee
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  • 2022-5-23 18:14:40
 
论坛里面应该开一个专门讲LTSPICE的贴子供大家一起研究学习就好了，最好是有个群讨轮也行。
34
jyb_0
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  • 2022-5-23 18:34:34
 
TI官网上的模型有些是加密的。LTSPICE不一定识别得了
35
kevin-leee
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  • 2022-5-24 16:25:51
 
是呀，好多都用不了，很少能碰到有用的，哪才能弄得到有用的模型呢？特别是开关电源的。
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yywang
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谢谢大神分享，学习下
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太感谢楼主了 刚好在学习开关电源
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牛人，收藏学习！
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精典！！！！
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经典，谢谢老师！
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