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|  |  | | | | | 接着上面的来，现在把反馈部分做起来。
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下面开始仿真功率级在的BODE图，利用的安森美的BASSO先生的模型，对我是他的粉丝。 |
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| | | | | | | | | 将参数导入PSPICE，，然后运行仿真。仿真就不隔离了。
先看看3KHZ处，功率级的相位移等信息：
3KHZ ，相位-38 -13dB,如图：
根据仿真数据，直接利用K因子导出极点和零点的分布：
将参数输入到PSPICE，再次仿真，验证结果：
结果可以看到很直观的BODE图：
对TL431加偏置：
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| | | | | | | | | | | 先支持你一把
但是我个人有个疑问，你这个是否是直接拷贝开关电源SPICE仿真与实用设计书里的例子，该书的作者就是你的偶像Basso
我们如果是写论文这种的话，就需要在后面备注引用了人家那里的内容。这些需要提醒，诚信和正直是为人的关键。初学者更需要注重这些。 |
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| | | | |  | | | | | | | | 哈哈，对。我参考了他的设计公式。但是那本书里面是没有QR的反激的啦。 
还有变压器的公式，也是我自己整理过来，这个计算过程中的，输入电容的参考了飞兆的反激设计手册里面的计算过程。 |
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| | | |  | | | | | | | | | OK，我已经在前言中著名了部分公式出处。感谢前辈提醒  |
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| | | | | | | | | | | 提点建议哈，呵呵，
PCB布局布线那块要加强，还需要学习提高。整个电路要养成良好的习惯，做一个文档下来，这样也方便自己查阅，也方便别人看。良好的习惯会给自己带来意想不到的收获。 |
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| | | | | | | | | | | | | 感谢大哥指导，我已经开始整理文档了，一个项目都独立的文件夹，有变更记录，好一些日志记录。
对于PCB布局，我也只能多画多想，多看一下大师的作品了。 |
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| | | | | | | 楼猪GOOGLE翻译数据手册的一些内容，英文就不上了。大家可以看手册：
准方波谐振变换器也叫QR 变换器，其主要工作思路是在MOSFET 的漏极到源极电压Vds 达到最小值时导通，从而减少导通耗损和改善EMI 效果。
准谐变换器采用电感电流不连续(DCM) 模式，Vds 电压要从输入电压Vin 和反射电压Vor 之和降低到Vin 。然后变压器的初级电感Lp 与节点电容Ctot( 即包括变压器内部寄生电容和MOSFET 的寄生电容和其他所有电容值之和) 构成LC 谐振，振荡周期可以推算得到。
日期：2012 年6 月7 日星期四
控制器选择NCP1380B 具有的功能有：过温保护、过流保护自恢复、过压保护和输入欠压保护。
下面是楼猪google翻译，楼猪渣英文。
脚定义：
PIN
| PIN Name
| Function
| Pin Description
| 1
| ZCD
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Adjust the over power protection
过零点检测
过功率调整
| Connected to the auxiliary winding, this pin detects the corereset event.
Also, injecting a negative voltage smaller than 0.3 V on thispin will perform over power protection.
同时会注入一个小于0.3V的负电压到这个引脚实现过功率调整
| 2
| FB
| Feedback pin
| Hooking an optocoupler collector to this pin will allow regulation.
| 3
| CS
| Current sense
| This pin monitors the primary peak.
检测初级电流峰值
| 4
| GND
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| The controller ground
| 5
| DRV
| Driver output
| The driver’s output to an external MOSFET
| 6
| VCC
| Supplies the controller
| This pin is connected to an external auxiliary voltage
连接到外部辅助电压
| 7
| Fault
| Over voltage and Over temperature
protection (A and B versions)
Over−voltage and Brown−out
protection (C and D versions)
| Pulling this pin down with an NTC or up with a zener diode allows to latch the controller.
This pin observes the HV rail and protects the circuit incase of low main conditions. It also offers a way to latch thecircuit in case of over voltage event.
这个引脚下拉连接到一个NTC或者上拉一个齐纳二极管实现门闩控制。
还可以观察高压线路和保护电流，可以实现欠压检测的作用。
| 8
| CT
| Timing capacitor
| A capacitor connected to this pin acts as the timing
capacitor in foldback mode.
在反馈模式时，连接在此引脚电容会用作定时器，
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下面是NCP1380 的功能区分：
我选的是NCP1380B
应该了解的最大额定值表：
Symbol
| Rating
| Value
| Unit
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ICC(MAX)
| Maximum Power Supply voltage, VCC pin, continuous voltage
Maximum current for VCC pin
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±30
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mA
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IDRV(MAX)
| Maximum driver pin voltage, DRV pin, continuous voltage
Maximum current for DRV pin
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±1000
|
mA
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IMAX
| Maximum voltage on low power pins (except pins DRV and VCC)
Current range for low power pins (except pins ZCD, DRV and VCC)
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±10
|
mA
| IZCD(MAX)
| Maximum current for ZCD pin
| +3 / −2
| mA
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APPLICATION INFORMATION 应用信息
NCP1380实现了准谐振模式的电流控制，由于内置有专有电路，能防止控制器谷底不稳定的跳频和稳步锁定在谷底导通。一旦达到第四个谷底，控制器会继续减少频率进一步的下降，提供较宽的高效率工作范围结合故障定时器和过功率保护电路，控制器能有效的限制在高压输入时的输出功率。
准谐振控制模式：
NCP 通过内置电路锁定谷底导通，提升效率。内置有一个专用电路，控制器会锁定选择的谷底和保持锁定谷底直到输出负载显著变化。当负载降低控制器就会选择下一个谷底，它可以随着功率变化选择四个不同的谷底导通。当负载降低很多，控制器会选择到第四个谷底导通。可以想象当负载下降，峰值电流Ipk 下降，如果负载还要下降，为了保证第4 个谷底导通就只有通过降低开关频率来锁定谷底了。
在准谐振的控制方式下，遇到一个衰减厉害的事件, 控制器回延迟5.5us 来模拟丢失的谷底。
在轻负载时候频率减少：
在现在的第四个谷底的左侧，控制器会降低开关频率，来实现降低待机功耗的目的。
过功率保护：
ZCD 引脚连接到反激模式的辅助绕组，如果将输入电压引入ZCD 引脚，那么我们能根据输入电压调整峰值电流存在的时间。
内部软启动：
控制器内部强制安排了4mS 的软启动时间。
Fault input (A and B versions)：
错误输入A好B版本：这个引脚连接到内部一个双阈值控制器。控制器可以运行直接连接到GND的NTC电阻，然后连接到一个齐纳二极管监测电压。当由于温度的影响，NTC电阻变小时候讲这个引脚拉低，或者当输入电压高于齐纳二极管的导通阈值时会产生电流将这个引脚的电压升高，那么控制器将锁定，会拉低VCC到7.2V。
电流短路保护:
短路，尤其是当过负载保护难以实现是因为辅助绕组漏感引起的电压尖峰，使得在短路时候辅助绕组仍然能输出VCC电压。在这里当内部0.8V的最大峰值电流限制被激活，定时器开始计数。如果故障消失，定时器倒计时。如果定时器记时完成，这个错误标准依然存在。控制器将停止输出脉冲。A和C版本需要用户断开插口，B和D版本，自动恢复。然后所有的短路保护标志全部被清除，控制器检测VCS电压，如果VCS电压达到1.5被的电流极限值，后立刻停止开通。内置有前沿消影，提高电流检测稳定性。
NCP1380操作模式：
NCP1380有两种控制模式：准谐振和VCO工作频率折返。VCO控制模式是固定在FB电压下的。其示意图如下所示：
准谐振控制模式发生在FB 电压高于0.8V （FB 的降低），或超出1.4V （FB 的增加），对应于较高的输出功率，由FB 电压/4 决定了可变的峰值电流。
频率折返模式或VCO 模式，对应于FB 电压低于0.8V （FB 降低），或低于1.4V （FB 的增加），一般发生在较轻的负载时。
在VCO 模式，峰值电流减小到最大值的17.5% ，然后固定。开关频率是可变的，由于降低输出负载而通过降低开关频率来达成。
开关频率设置由连接在CT 引脚的电容器负责。这个电容被内部一个恒定的电流源和电容电压进行比较，内部阈值电压由FB 电压固定。当这个电容电压达到阈值，电容迅速放电下降到0V ，那么一个新的周期开始了。
我的理解：上图的红色线标准FB电压上升的趋势，蓝色线表示FB电压下降的趋势。两根线分别达到了不同的工作模式。
谷底检测和选择：
谷底检测是通过监测变压器辅助绕组电压，芯片第一脚连接到谷底检测电路。当引脚上的电压低于55mV 的内部阈值。当检测到一个谷底，内部计时器会递增。是否选择第1234 个谷底，由上图所示的FB 引脚的电压决定。
当输出负载降低（FB电压下降），谷底递增从第一个谷底到第四个谷底。当已经达到第四个谷底，如果FB电压还要下降并低于0.8V，那么控制器进入VCO模式。在VCO工作期间，峰值电流继续降低，直到达到最大峰值电流的17.5%。开关频率会降低许多，直到得到预期要传输的功率，这样就实现了较低的待机功耗。下图模拟了了，一个60瓦的适配器从2.8A负载下降到0.1A的变换状况。
超时：
在非常阻尼自由振荡情况下，ZCD 可能无法检测到谷底。为了避免这种情况，NCP1380 内部集成了计时器逻辑电路。控制会继续工作，避免进一步的加大开关频率，为了避免提高开关频率，在开通后5.5us 内不会再次开通。NCP1380 内置了软启动，事实上在在启动时辅助绕组上的电压是非常低的，可能ZCD 无法检测到谷底信息。对于这种情况内部锁定的5.5uS 的开通时间可能会导致下一个周期的CCM 模式，但CCM 模式可能只存在几个周期后ZCD 电压变高，直到被检测到，然后就能正常的检测到磁芯复位等等信息了，确保了MOS 的安全开通。
VCO MODE OR FREQUENCY FOLDBACK”
VCO频率折返模式：
VCO模式发生在FB电压低于0.8V时（FB电压有下降的趋势），或低于1.4V（时FB电压有升高的趋势）。这样的东西都说明输出功率在降低。在VCO模式，峰值电流固定为17.5%，然而通过调整开关频率达到降低和升高输出功率的要求。
频率由连接在CT引脚的电容控制，该电容会被内置的恒流源充电，与阈值电压比较。当电容电容达到阈值就会迅速放到到0V。
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| | | | | | | | | | | | | 原理图没有上，也没有讲解信号流程就到了画板的阶段了呀，我汗一大把呀，这速度真是快，
没信号流程讲解，没有加分哦，没元器件作用讲解，器件选择这些的没就加分，你后面再快也不能得大奖呀 |
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| | | | | | | | | | | | | | |  我先搭起来，试验一下，然后调试一下。这样就对各个引脚的作用有些了解了。然后我在把东西写上来，我怕发出来全是错误的， |
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| | | | | | | 嘿嘿，我已经将布局（初稿）发去打样了，先把电路搭起来，在看看那里要搞，有错误的地方在改。还请刘老师指导一二~~
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| | | | | | | | | | | | | 半夜来跟你顶一把，前面的公式计算太多，还没有仔细看。 |
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| | | | | | | | | | | | | 方案变了下，反正是DIY学习，我就直接准谐振+同步整流了。板子明天早上到，磁芯，骨架也到了，芯片也到了。明天正式开搞。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 折腾了一上午，，手绕变压器，焊板，现在能正常输出19V电压了，问题点还有很多。
目前是带不起负载，我怀疑是VCC电压有些问题。
先来个次级同步整流的波形：
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 更新一组波形，现在220V效率86.6%这样，感觉轻载开关频率太高了，损耗太大。而且在VCO模式，负载电流在0.1左右时候开关频率之后8K，能听到噪音。这些还要解决，先上一组波形：
次级整流管：
我尝试加RC，但会降低效率，观察这个振荡很小，就不管了。免得画蛇添足之疑。
看NCP4303A说是会工作在零电流开关模式，观察波形，感觉是这回事。
次级整流管温度很低。
然后上一组QR模式的波形：
满载，第一个波谷开通。
降低到3/4负载，第二个波谷开通：
再次降低到1/2负载，第3个波谷开通：
降低到1/4负载，第四个波谷开通（我会尝试加在MOS的D-S两侧的电容来使这个波形还看一些。后面会更新）：
空载，，，，
在轻载的噪音问题，我看有点难搞。后续更新，稍后我会上原理图和解释。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 更新了一组变压器参数，反射电压为96V。
MOS降额到540V使用，更变匝比，变压器参数如下图。现在效率达到87.5%，用的普通MOS，7N60，我买了COOLMOS，要换上去吗？哈哈。
今天先到这里，我先吃饭去。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不错，很有出息的一个娃，这个图好像是用pads还是orcad画的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Cadence 16.5套件
集成PSPICE 仿真
PCB布局：Allegro |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 2012 年6 月19 日星期二
主题：NCP1380B 原理图解析
AC 接口进来，为了走线方便保险和NTC 放一起了。没有采用压敏等瞬态抑制元件。X 电容抑制差模噪音，共模电感在第一次布局选型小了。下次会换到UU10.5 的，20mH 。其实对于这种输入无Y 电容的布局，我真是不清楚。还希望各位大师赐教。
大电容要考虑到保持时间和在满载时Vbulk 线上的最低值，因为这个值是用于计算变压器的。这里我考虑到Vbulk 线的高di/dt 电流因为高压电容的ESR 和ESL 产生的差模噪音，我在靠近变压器放置了一个高压瓷片电容，意图能将这个差模噪音建立一个低阻抗通道。而且也是能降低电流环的面积。其实理论是这样说，我在布局的时候就没控制在电流环的面积，布局经验太欠缺了。
由于NCP1380 的启动电流很低，官方推荐的1.5+1.2 兆欧，然后接到一个4.7uf/50V 的电容，用于快速启动。我采用的是两级整流，后面那个变压器整流输入的电容可以取到一些，在评估板上它们用的是220uF ，可以参考。
RCD 上C 和D 之间串联了一只低阻值的电阻，降低了一些流入电容的电流的di/dt ，其具体效果是能更好的抑制MOS 上的振荡，这个接法我是在评估板上看来的，实际测试来看，效果还可以。上面有我发的MOS 上的电压波形，其效果可见一斑。
在MOS 的DS 之间并联一个电容，我感觉是能量化寄生电容的效果，在实际计算时能方便一些，评估板上的200p/1KV 的接法。
然后是芯片的引脚作用以及实现：
PIN1 ZCD 零电流检测和过功率保护:
TheNCP1380 combines on a single pin the inductor reset detection and the Over PowerProtection (OPP). Zero crossingdetection and OPP are achieved by observing theauxiliary winding voltage.The negative part of the voltage is used for the overpower protection and the positive part is used for zero crossing detection.Theschematic of the zero−crossing detection bloc is shown in Figure 8.
这个引脚在功能上结合了电感复位和过功率保护。由于连接到辅助绕组，所以能通过辅助绕组上的电压波形来判断电感是否复位，通过芯片内部的有检测负电压的部分，是用于实现过功率保护。当输出电流越大时，由于同名端的关系，使得在初级开通变压器初级流过电流。使得同名端的变压变化，我的接法是变压器的初级同名端接MOS 的D 极，那么当开通导体时，同名端电压是是变低的。那么连接在辅助绕组上的ZCD 引脚也能检测到当流过的电流越多，VAUX 上的电压就越负。所以电路上接了两个二极管，用于阻止负电压。那么过功率保护的电阻就是调节ROPU ，根据我实测。将这个电阻减小时，使得输出功率降低。大家可以通过调整这个电阻值来达到预期的过功率保护。这个芯片的过功率保护是直接断电，当负载电流下降后，再次恢复。下面是原文：
A flyback operated in Quasi Resonanceexhibits wide peak current variations in relationship to the input voltageconditions.As a result, the converter output power range widens as the inputvoltage increases. To cope with safety requirements, thedesigner needs to limitthe power output capability over the input voltage range. A possible way of doingit is call Over Power Please note that a quasi−resonant converter output power cannot be limited to a very tightrange for a universal input voltagespecification (85 Vrms to 265 Vrms). Indeed,the quasi−resonance mode exhibits high current slope inthe transformer, causingwide peak current variation over the input voltagerange compared to a Continuous Conduction Mode (CCM) design. Thus,if a verytight range for the output power capability is needed, the power supplydesigner should use a CCM design.The novel technique implemented in the NCP1380and the NCP1379 takes benefits of the auxiliary winding voltage whosenegativeamplitude relates to the input rail voltage. When the power MOSFET isconducting, the auxiliary winding voltage becomes the input voltage Vin affected by the auxiliary to primary turn ratio (Np,aux = Naux/Np): Vaux = −Np,auxVin (eq. 11) By applying this voltage through a resistordivider on the ZCD pin, we have an image of the input voltage transferred tothecontroller via this pin. This voltage is added internally to the 0.8 Vreference and affects the maximum peak current (Figure 9).As the OPP voltage isnegative, an increase of input voltage implies a decrease of the maximum peakcurrent setpoint:
The maximum OPP voltage that can be applied to ZCD pin is –300 mV, whichcorresponds to a peak current decrease of37.5%. In order to avoid saturatingthe input transistors of the OPP comparator, the positive voltage excursion onthe ZCD pin
must also be limited. Thus, we recommend adding a diode between ZCD and GNDto limit the positive voltage to 0.6 V. Thisis not mandatory, but if higherpositives voltages are applied to this pin, the propagation delay of the OPPcomparator will
increase.
最高的OPP电压输入ZCD引脚可以到-300mV,这时能降低峰值电路37%。为了避免输入比较器饱和，ZCD上的正电压也要有限制，所以我们建议使用正向压降为0.6V的二极管，当然可以使用更高的电压的二极管，但是过功率保护的功能可能会受到影响。
PIN2 FB，芯片内部由VDD经过一个电阻为其上拉，所以这个引脚只需要接一个电容到GND，然后连接光耦。
由FB引脚的电压觉得芯片工作状态：
PIN3CS 不解释了。
PIN4 GND
PIN5 DRV，芯片支持500mA的驱动电流，我觉得60瓦的板子就可以直接驱动够了。
PIN6 VCC 开机电压是18V，欠压锁定是9V，
PIN7 FAULT
这个引脚集成了过温度保护和过压保护功能，其实现的方法是。过温度保护，其内部有一个90uA的电流源输出，当外接NTC电阻因为受到温度变化时电阻降低，所以当NTC电阻上产生的电压低于0.8V时候，IC锁定。
过压保护是通过一个连接到VCC的齐纳二极管，当超过齐纳电压时候会流过电流到这个引脚的电阻上，电流越大这个引脚的电压越高。这个引脚电压高于2.5V时候IC锁定。
我由于没有使用这个功能，就直接通过一个20k的电阻接地，经过计算得到这个引脚的电压为1.8V，IC正常工作了。
PIN8 CT
VCO operation occurs forFB voltage lower than 0.8 V(FB decreasing), or lower than 1.4 V (FBincreasing). Thiscorresponds to low output power.During VCO operation, the peakcurrent is fixed to 17.5%of his maximum value and the frequency is variable andexpandsas the output power decreases.The frequency is set by the end of charge of thecapacitorconnected to the CT pin. This capacitor is charged with aconstantcurrent source and its voltage is compared to aninternal threshold (VFBth) fixed byFB voltage (see When this capacitor voltage reaches thethreshold,the capacitor is rapidly discharged down to 0 Vand a new period start. The internalthreshold is inverselyproportional to FB voltage. The relationship between VFBand VFBth is given byEquation 1. VCO模式的工作电压发生在FB电压低于0.8V，或者高于1.4V，这个时候都对应着输出功率正在降低。VCO模式期间，峰值电流固定为17.5%。通过开关频率的变化来使输出功率变化，可以根据DCM的公式可以知道，峰值电流不变，开关频率越大输出功率越大。在极低负载时，开关频率低于20KHZ，可能就是我那边板子的噪音源头。 其工作频率由于CT引脚连接电容觉得，内部有电流源为其充电，然后和VFB决定的阈值电压比较，当达到这个电容后电容迅速被放电，一个新的周期开始。这个阈值电压与VFB的关系是：
The timing capacitormust be selected with care. Indeed, when the controller leaves the valleyswitching mode to enter theVCO mode, the frequency changes from a valley−position−controlledvalue to a switching frequency imposed by the Ctcapacitor.If a too big gap exists between the switching frequency in the 4th valley andthe switching frequency imposed by the Ct capacitor,the frequency jump may create instability: hesitation between 4th valley andthe VCO mode takes place(Figure 6) and can create output ripple and noise. 定时电容必须谨慎选择，因为当控制器离开谷底导通模式进入VCO模式。开关频率控制权转移到CT定时电容。如果两个开关频率存在较大的差异，在第四个谷底的开关频率施加到CT电容，此时频率跳变可能导致不稳定。这样可能会导致噪音和输出电压异常的问题。 Figure 7 shows a normaltransition from 4th valley to the VCO mode. At the beginning, theoutput load is such that it imposes a VFB near 0.8 Vin 4th valley operation, with a switching period Tsw1. Then, ifthe load is slightly decreased, the FB voltage also passes below the 0.8 Vthreshold: the VCO mode is entered and the switching frequency decreases. (InVCO mode, the switching frequency is imposed by the FB voltage regardless ofthe position in the drain signal). The controller will stay in VCO mode untilthe FB voltage increases above 1.4 V. If we have an optimum timing capacitorvalue, the new steady state point is such that VFB is near 1.4V and imposes a switching period Tsw2 larger than Tsw1.
上图显示了从第四个谷底转移到VCO模式的变化，负载电流下降，起先VFB电压在第四个谷底时候还高于0.8V，然后降低负载电流使得VFB电压低于0.8V，进入VCO模式，在VCO模式，开关频率降低，VFB电压又升高到1.4V后，开关频率又提高一些如TSW2。 To calculate Ct, we firstneed to estimate the switching period at the end of the 4th valley operation,for a FB voltage near0.8 V by using Equation 3 or by directly measuring it onour adapter: 得到CT的值，首先需要在第四个谷底开通模式下，VFB电压大约在0.8V，时候此时的开关频率，可以由公式得出，后面是计算过程。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 恩，不错，不错哦，可以多提炼几遍，争取变成自己的理解。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 又折腾了一上午，对于极低轻载噪音几乎没招，
根据手册上，VCO模式下没有钳位开关频率，1%-0.3%这个范围内明显能听到噪音，首先变压器没有含津。另外在VCO模式大约在0.25A，220V时会停止工作。然而在90V是正常的。在220V只要高于或低于0.25A，都能正常工作，另外在进行负载阶跃测试，也会停止工作。
我想到首先我辅助绕组只用了一根0.4mm的线，我怀疑与磁芯耦合有关系，等会用多股并绕辅助绕组， 另外还提高一匝，现在电压是15 .2V，在来看看在220V是否还会出问题。 
这个IC的最高电压值高达28V，⊙﹏⊙b汗了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | ON的东西印象很深刻
ON的特色大部分都是固定频率方式，这种方式很好，可以保证批量一致性，所以我对ON印象很好。 |
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| | | | | | | | | 每日一顶，今天由于出去玩，5点左右才回来。还是顶一把。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 毛说，人民群众是一切革命的根源。我说，网友的力量是无穷的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 加油，我昨天也在弄这个板子。
目前是极低轻载IC会讲频率降低到20KHZ以下，能听到叫声。
还有一个问题就是满载到空载切换，反复几次就无输出了。从变压器耦合的角度也考虑了，我将辅助绕组用4跟细线并绕，铺满一层，VCC电压异常的稳定。加大整流后的第一个电容到220uF,依旧在切换负载时会停止输出。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 轻载有声音，LZ解决了吗？ 空载的时候呢？声音怎么样？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 刘老师帮忙分析一下，为什么在110V电源工作完全正常，
各种负载阶跃，各种短路自恢复，效率86,5%。(￣_￣|||) ，到了220V，就才出问题了。
我还投病无门时还把TL431换了，随便给IC加了104 103去耦电容，⊙﹏⊙b汗。下午考虑一下为什么在220V会出问题，感觉已经找到方向了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 有空帮你看吧，说老实话，这几个DIY帖子还真没仔细看。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我感觉应该是这样的：
NCP1380在极低轻载是进入VCO模式，同时开关频率也非常低，此时辅助绕组耦合得到的电流非常小，而且我用的二级整流中，第一个电容才4.7UF，我应该尝试加大这个电容值，然后再输出端接假负载。这样也就解释了，为什么在110V时能正常切换，而高压时切换时候就不正常了。
因为在110V，初级电流稍微大一些，磁芯中的磁通能力也要比在220V多一些，所以IC的供电电路辅助绕组因为耦合到的电流也较少，所以应该是这个方向。 |
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| | | | | | | | | | | 这个问题困扰了好久，也没有解决。实在是没招了，我换了个QR控制芯片 FAN6300A，最高开关频率100KHZ ，而且谷底检测电路也比安森美的简单，那么我板子已经送打样了，新的控制IC马上就到位，看看到底是什么问题。对比测试一番 |
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| | | | | | | | | | | | | | | FAN6300的板子和芯片早上刚到，等会开整。  组装起来看看 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 搞两个电阻，一个调到90%，一个10%的负载，弄个开关，不断的切换，用示波器观察输出电压 的过冲看看要多久稳定，是否会振荡等等。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | FAN6300的板子弄起来了，我看了下波形，大约从50%的负载开始就进入第一个谷底导体了，这也没办法，这个芯片限制了频率。在满载时候开关频率大约在60-70K之间，效率和NCP1380相当，关键是轻载没了噪音。常规测试基本OK。我昨天写了一篇关于这个芯片DEBUG的日记，我发上来。（波形稍微在上，昨天一个示波器的探头被我弄坏了，然后我又买了一个稍微好一点的示波器，普源DS2072，70M的那款，看起来要比DS1102这个好一些，新示波器到了上波形图，这几天都在忙公司的项目，囧。）
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主题：FAN6300不能正常工作的调试过程
2012年7月4日星期三
首先组装元件后检测短路和一些了的常规测试后发现没有问题就通电测试，当然首先连接了短路保护的灯泡。
发现没有额定输出的19V电压，示波器抓MOS的栅极波形，发现只有几个脉冲就中断了。放慢示波器的扫描时间大约到50ms观察到芯片VDD引脚上的电压波形为三角波，好样的！又是工作电压没有起来，下面就开始对于VDD电压的探索过程。
我通过阅读IC的数据手册得知这个芯片的电压开启关系：VDD电压达到16V后芯片开始工作，电压下降到10V后PWM关闭输出，电压继续下降到8V后IC全部停止工作。这就是IC欠压锁定的过程，一些常规的IC只有两个门限，一个是开启，一个是关闭，但这个搞出了3个电压的关系。好吧其实我们真正值得关注就是16V-10V，不要搞的那么复杂。
基于以前的成功经验我在原理图设计时候给予VDD电压二级整流，第一个电容用的比较小只有4.7UF，后面一个稍微大一些47uF。在OB2269和NCP1380等IC都正常启动了，但是唯独这个不行。让我感到诧异的由于这个芯片的直接连接到HVDC的，然后内部一个电流源给VDD的电容充电，我通过一个180K的电阻连接到HV脚，VDD端只有一个4.7UF的电容，所以电容的电压上升的速度非常快，利用示波器两个通道可以看到，三角波和栅极波形的输出，就像占空比调制一样，在次级居然输出了8V的电压，我亲不自禁的笑了。哈哈。
显然我没有被这个现象迷惑，我开始了思考。从数据手册来看在IC启动阶段需要的电流达到5mA，而从16V-10V之间，如果用4.7uF存储的电荷量有限，如果一级电容支持IC工作的时间有限，然二级电容和辅助绕组的整流电压还未到位，显然就是启动失败了。
首先我从整流电路上开始动手，检测两个二极管的性能，确然没有问题，检测短路锡桥是否存在。显然问题没有排除。
尝试加大VDD引脚的电容到47uF，我的想法是即使启动的时间长一些，这样IC获得电流的时间也长一些，给予辅助电压建立的时间稍微长一些。但是故障依旧，栅极驱动波形依然与三角波同步。即使这样就解决了就没有下文了，我开始思考芯片还有那些可能锁死的原因，继续啃其仙童的数据手册，另人比较郁闷是仙童的FAN6300的数据手册居然不能让人复制里面的内容，有些单词实在是不认识的话，只有一个字母一个字母敲到google去翻译。看了一会手册我了解到下列几个锁死IC的可能：
A 反馈开环保护，若FB引脚大于4.2V，锁死。
B HV电压低于27V锁死
C 谷底检测电压高于2.5V锁死
D 峰值电流限制
E 过温度
我就上面几个原因逐一排除，确然反馈部分的在初级的极点电容光耦，次级的TL431各个元件的连接。貌似没有问题
HV电压不可能低于27V。
谷底检测我设计到2V，对于辅助绕组的16V的电压，上桥是180K，下面是24K，已经留出了足够的余量。显然没有问题，检测CS引脚到RSEN的线路，确然没有问题，过温可以排除。这时候我留意到一个现象，在把VDD的电容加到大后，接入AC电源能明显看到输出端电压达到22V，然后电压逐渐下降。难倒是输出电压过电压？
我把示波器挂在DET引脚上，抓DET引脚上电瞬间波形，我发现DET电压不断变大在达到2.5V后波形消失，想必就是因为过压保护了。然后IC锁死输出，等待VDD电压再次上升到16V。但是我已经排除了这个部分的分压电阻网络的取值问题，那到底是什么问题？
当我进行到这里的时候已经暂时没有思路了，我按着网络的说法尝试替换辅助绕组的同名端，我重新绕制一个变压器后可以确认这么做是没有意义的。只能继续回到电路上来，我想是一是因为反馈开环导致输出电压过压，然而被DET的过压检测到了锁死IC？根据这个思路，我认为拆掉光耦，果然故障表现一致，这样至少故障回到了反馈这一段。
好，用个傻办法，换个光耦和TL431试验一下，故障依旧存在。我比较烦了，仔细检测了TL431的 1 2 3引脚的连接，顺便还用锡桥加固了第2脚与次级地的连接，再次通电，19V输出了。⊙﹏⊙b汗
思考：由于IC的反馈开环保护和输出过压锁死导致输出波形锁定，对故障排除和判断有些小麻烦。但是通过一系列的排除和分析也加强了对IC常规功能的了解。期间对这个问题我搞的有些失去耐心了，天气也很热，但是也尝试告诉自己，今天不解决以后就一直解决不了，不能逃避只能去面对才能彻底的解决问题。
对策:
对于二级整流的正常工作是需要一次电容能提高一定的时间，如果一味的以启动的快速来设计，可能就照成启动失败，以后自己把一级电容放到22uF,二级到47uF，这样提高启动的可靠性。
后来我仔细检测了电路板TL431的焊盘，我用的是cir0.6的过孔焊盘，开孔直径0.75mm，焊盘的未盖绿油的部分只有1mm，这就是这个板子搞的纠结的原因。同时利用cir06这个焊盘的元件还有插件电容和电阻，还有跳线。也就是我画的这些焊盘都存在可靠性的问题，后面我会加大焊盘的未盖绿油的面积（SODEMAST层），提高焊接的可靠性和稳定性。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我qq 10411637 交个朋友，不错不错，有前途的娃。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 呵呵呵 LZ与拿来是焊接没焊好，这个是最郁闷的了。最简单，但是搞的你烦死也搞不出来。有时候就是这种问题，重新做个板子就好了 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 嗯~ ，我把TO92和 0.5mm直径的焊盘的面积全部加大了一倍， |
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| | | | | | | | | | | | | 这几天在安排一款90瓦的适配器试产的问题，所以事情比较多，就没更新帖子了。等时间空出来了，我会详细的对比NCP1380和FAN6300的功能的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我今天花了一天时间把板子的布局全部修改了，变压器用成PQ3220，
和公司的散热片和PCB大小一致，明天继续捣鼓板子，目前是19V,4.7A，90瓦 NCP1380+NCP4303A，90瓦反激准谐振，同步整流。  |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不是换成FAN6300了,怎么还是NCP1380啊? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 前面出了点问题，换了个芯片整了一下，后来发现解决问题。现在又换成NCP1380 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 极低轻载他进入VCO模式，根据FB电压调整频率并且可能低于20KHZ，
暂时还没好的解决办法. |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 初级差不多了，次级还要花时间弄，先上图。
低端新手画板子，见谅哦。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 今天终于把新PCB画出来了，检查了一下送去打样了。
要等几天了，家力创 周末居然不开工，汗 。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我哪个diy本来想用1380的，看到你的问题这么多，不太敢用了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 可能是我水平太差了对整个芯片有些设计没有完全了解，但是就QR芯片来说，飞兆的那个FAN6300挺简单。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼主，NCP1380和NCP4303分别多少钱啊？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 8月11日更新：
我继续用NCP1380B重新设计一个电路板后，对于满载切换到轻载还是有些问题。在QR切换到VCO模式时还是有些问题，感觉我还调出来轻载跳频的工作模式。
后来我又继续用TI的一款QR芯片UCC28600，设计电感的工作频率在40KHZ，260uH的电感。过功率保护这些都调好了，但是还有一个问题就是空载待机电压不稳的问题。我采用了加大假负载和加大VCC的电容，均没能很好的解决问题。后面的测试数据均来自FAN6300那个芯片的板子，计算方法与上楼发出的数据一致。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 由于使用了比较小的RCD中的R值，使得MOSFET的漏极振荡很小，但是这样会造成R的消耗过大，大量的发热需要用较大的功率电阻来满足电阻耗散的功率要求，下面是一组270V满载到空载的波形，黄色为VDS，蓝色为VGS，这个款芯片在满载是时开关频率不断升高，随着负载降低，开关频率会降低。那么在设计变压器的时候就要考虑到在满载高频时的趋肤深度和临近效应带来的线径选择问题，我在这个变压器采用了0.5mm的线并绕的，如果完全按照开关频率来选择，那么就要用0.4mm的线对应100KHZ的开关频率了。
270V 漏极电压低于510V，采用600V的MOFET，开关频率100KHZ
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 75%负载，270V ,开关频率下降到90KHZ，并且第二谷底开通。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 270V 50%负载，第二谷底开通，频率提升 到110KHZ。
相比75%的第二谷底开通，但是在这里频率提升了很多，但是占空比并没有随着频率变大而变大，而是不变，那么在频率越低，等量的TON时间就越多，传递的功率也越多。这也是为什么降低功率还要提升频率的原因了吧。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼主的示波器给力啊！能讲一下使用感受吗？有什么特点？多少钱入手？想入一台。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 便宜啊，5K 就可以入手了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 从开通的波形来看, 占空比和降低功率还是有影响的 , 主要看传递 |
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| | | | | | | | | ms Mathcad打不开的，Mathcad15版本
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| | | | | 楼主 ，你这个是mathCAD 15? 能转一下math14的么 ？ 后缀是 xmcd格式 谢谢了。还有就是 你的 Von=80V是怎么回事 不是应该是 DC vinmin么？请讲解 |
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| | | | | | | | | 刚看到不好意思，那么你这样算VON不会大吧 ，在做实验时，效果按照这个算可以么？ |
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| | | | | 上面的Von=80V 不对吧 应该是直流最小电压90*1.414吧？我那么理解的 如果错了请解释下谢谢了！ |
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| | | | | | | 你这样算只是输入到Cbulk电容上的最低电压，电容只有在电压低于输入电压才会放电。电容的电压每个周期都有一个最低值，这个最低值可以根据你的负载功率水平来计算得到。
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| | | | | | | | | 还有就是 600V的管子 KC选择1.5 800V的管子取2 如果是1500的管子这个值该去多少？ 是不是 4呢？ |
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| | | | | | | | | | | 这个选择要看漏感和为MOS的电压留出的电压余量来做出选择，如果按你的说话，并不成立哦。 |
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| | | | | | | | | 楼组，NCP1380带载开机时会进入CCM模式，有噪音没？ |
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| | | | | | | | | | | 这个IC有频率抖动，即使变压器浸漆了，把耳朵放到变压器附近，依然能听得到那么一点点的声音。  |
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| | | | | | | | | | | | | 我指的是开机瞬间，或短路时。
有没有遇到短路打嗝工作时的频率只有几KHZ呀 |
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| | | | | | | | | | | | | 不错 我最近也在整QR 你的帖子对我帮助太大了 谢谢 希望你加你Q 以后方便向你学习 探讨！ 谢谢 我的Q是258086935 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 新电元的MR4030 TO-220封装 内部集成900V IGBT 最高能做到180W（峰值功率） |
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| | | | | | | | | 楼主的NCP1380效果怎样，待机功耗和电源效率做到多少了 |
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| | | | | | | | | | | 这只是DIY项目 1年前的东西，现在也忘记的差不多了。 |
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| | | | | | | | | | | | | 有没有正规的ON的渠道厂商提供？我们原来ON的IC由于采购追求便宜买来的都是一些小经销商来的，问题咨询回复都不正规。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 我也没呀，最近也要用一个NCP1236 定频反激做一个项目了，同求。 |
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| | | | | | | 60W电源输入不加RT热敏对安规有什么影响？对电源本省有什么影响？
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| | | | | 6年前的贴 现在看起来仍有感悟 不知楼主现在是否成大神了
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| | | | | | | | | 从2021年看记录着自己2012年来的成长轨迹，版主应该骄傲和兴奋，后来的同学通过你的这些轨迹学到了不少东西，和2012年的你一样努力。 |
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| | | | | | | | | | | | | 偶像，能把你这些实现的资料发给我学习一下吗？感激不尽 |
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| | | | | | | | | | | | | 偶像，有个问题咨询一下，IC按照VFB的电压进行比较，确定哪个波谷开通，在负载变化的时候，系统稳定的情况下，输出电压基本上不会变化VFB应该都差不多，这样怎么来实现轻载的时候跳过前面的波谷进行降频，偶像有没有做过仿真，方便发给我们学习吗？
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| | | | | | | | | 萌新25年接触到这个芯片，请问版主芯片VCC电压是锯齿波是因为什么呢
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| | | | | 上面的Tprop(传播延迟为什么取值600ns)，能否解释一下？
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| | | | | 各位老师，我现在也是在调试ncp1380d版本的，现在对这款芯片的过功率补偿，以及保护逻辑不太懂，请教一下各位老师，谢谢
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| | | | | 楼主楼主，有什么办法可以不进入VCO模式么，我遇到一个问题负载低于20W就会进入VCO模式，又因为VCO模式纹波很大所以想避免这个模式 |
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在画板子啊画板子。
，，，，，坚持就是胜利
温升不高的，60瓦用PQ2625，不会很高的。
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