| | | | | 二、设计思路 (制定设计方案与参考计算) 根据产品的技术规格找出设计难点及解决措施;
温馨提示:不要怕别人超过你,也不要有太多的技术保留,如果你想最大程度的避免失败。设计方案应该在立项初期就经过广泛的内部讨论,到底选用什么方案(如特别功率器件啊!电容啊!芯片啊!),多听取周围人的意见,久而久之一定受益匪浅。因为立项前期一般是非正式讨论,如果是新手,一定要避免占用别人过多的时间(切忌什么都问个不停)。
开关芯片选哪家的?EMI电路如何配置?输入电容取多少?开关频率?MOS如何选?二极管?磁芯?输出电容?好多人在这一步不知如何往下走,下一步将重点分析。
12V5A,通用输入,标准的配置就是8N60+MBR20100。
需要注意的是,这个参数不是“算”出来的,因为计算值跟实际情况往往差别非常大,有很大的“弹性”。针对如何选型,我们首先要考虑的是公司仓库里有什么,能不能用到。设计产品时,应该是你设计的变压器参数(电压电流应力等)来满足这些元器件的参数。而不是先设计好变压器,再去寻找半导体元器件,实际开发过程和教材上说的是不一样的。所以,你首先要考虑到的是,公司目前有没有合适的物料。不管是工模电感、半导体,还是电解电容,优先采用库存物料会大大缩短开发周期和减少各种不确定的因素。
因为开关电源行业竞争非常激烈,物料选型的第二个原则是:竞争对手选什么。或者是整个行业目前的“流行趋势”,也可以理解为大家都这么干! 有时候行业“默认”的做法比第一条原则还要重要。举个例子,相当一部分工业产品“不认可”400V的电解电容,都是450V的,也有部分厂家不认可国产的。 再例如,PC电源里面的输入输出电容、磁芯等永远都是那么小!你不能说人家是偷工减料,那个行业都是那样,不然电脑怎么会那么便宜。中小功率产品绝大部分都是600V的MOS,12V输出大部分都是100V的二极管等等...
物料(参数)选型的第三个原则,也不能说是原则。就是查阅半导体公司提供的各种应用文档、评估板、设计手册等等。TI、ON、Fairchild、PI、ST、Infineon都有大把技术文章,而且现在比起前几年要“友好”很多,都还是中文的,不看可惜了。物料选型时求助于网路,效率应该是最低的。 |
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| | | | | | | 楼主这是一篇好贴,感觉在小功率电源上楼主做过很多啊。 |
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| | | | | | | | | | | 对于60W这个级别的开关电源,我们可以采用下面三种输入电路,修改若干参数后,前面两种结构应用在300W以下应该没有什么问题(需要考虑防雷的场合,输入端还要加强)。仔细察看这三种结构,会发现他们有所相同也有所不同,最大的区别在共模电感配置这一块。
(注:输入端的放电电阻画掉了,图纸都是刚刚画的,难免有点小毛病)
注:不管有没有强制要求,不管你的PCB板进出线是端子连接还是导线连接,请给L、N、PE等端口做好清晰、正确的丝印。
先从输入电路①开始,从头至尾缕缕。
我做设计时一般很少精确计算,事实是输入滤波电路也很难进行精确计算。某些看起来并不太科学(或者并不流行)的设计思路,很多时候往往会非常有用,这也是我发这条帖子的原因之一, 当然了,如果出现明显错误,敬请指出。
F1:保险管的寿命受输入浪涌电压和浪涌电流的双重影响,应该尽可能采用慢恢复型保险管,一般是按照最大输入电流的两至三倍选取。AC输入时,浪涌电压的影响可能要严重些。电池输入(低压),如果输入端抑制不足,浪涌电流对保险管的影响可能要严重些。AC输入时,在工业场合,浪涌电压也远比民用场合严重,这时防雷器件(参数及结构配置)的设计对保险管的影响尤其突出,必要时还要采用双(三)保险。相关设计过程可以参考专门针对防雷电路、浪涌电流抑制电路的设计文献。单保险管要接在L线上,且玻璃管引线封装最好增加一层热缩套管,并且在PCB板上标明容量。
RT1:热敏电阻的主要作用是抑制输入浪涌电流,RT1 过大,发热严重。RT1 过小,可能会影响到保险管和输入电解电容的寿命。输入冲击电流一般是硬性指标,选择RT1 时一定要仔细的核实最大冲击电流限制值,如果没有给出这项要求,可以参考同等功率级别的其他类型产品。在全密封条件下,RT 的发热可能会非常严重。另外,如果产品要求低温启动测试,RT 阻值会变得相当大,很可能导致产品无法正常起机。
X电容:60W 的产品,采用0.47uF 的X 电容,比较保险。换句话说,30W 的产品,应该采用0.22uFX 电容,120W 的产品采用1uF 的X 电容。尽管这种方法没有什么科学依据,但是确实屡试不爽。如果你喜欢比较有挑战性的工作,那就另当别论了。X 电容与Y 电容不同,X 电容容量大一点也不会让其他地方变得更加恶劣。在成本不是主要因素的情况下,对自己好一点,多留条活路。另外,在图①中,绝大部分人并不认可C4 作用,此处存在了很大争议性。
Y电容:Y 电容的配置有两个的,也有四个的;有102 的,也有222 、472 的,有串磁珠的,也有串电阻的,只要EMI 都能过,只要泄露电流没超,都是万岁!总之五花八门,千奇百怪。这也反映出人们内心对于Y 电容充满深深的恐惧。其实Y 电容并没有错,性能也较为优良,罪魁祸首都在于磁性材料(共模电感、变压器)及接地方式,后续分析。
MOV1:压敏电阻的计算方式并没有统一标准,一旦对实际情况估算错误(击穿电压偏低),反而会对产品造成严重的危害。在防雷要求不高的民用产品中,一般采用14K471 居多,工业场合一般都在500V 以上,如14K511 ,14K561 等等。如果你不了解产品的真实用电环境(非居民小区用电),要尽量避免使用500V以下的压敏电阻。不同的行业,采取的防雷措施不尽相同,论坛上也讨论较少,一定要认真仔细的研究,特别是与多个保险管的配置方面。另外,配置防雷管后,耐压测试时往往会出现误动作,这也是让人头痛的问题。MOV1需要增加热缩套管。
DB1:小功率产品,选型比较简单。从散热的角度考虑,宽范围60W 产品,整流器的最低规格不应该低于2A 。在成本不苛刻的条件下,一般采用4A 即可。
对于某些特殊场合,如存在瞬态高浪涌电压,整流器的规格应该进一步增大。有种情况很少见(但确实有存在),有部分工程师选择输入电解电容时,会选择超大的容量(可能是量不大,又是自家用),而浪涌抑制(热敏)电阻的规格却特别小。这时候强大的冲击电流会对保险管和整流器形成致命的威胁。专业的电源制造公司不会出现这种情况,而非专业制造商,在开发系统配套产品时,由于开发人员经验不足,又缺乏严谨的测试规范,而忽略这些潜在的隐患。
共模电感:上面分别给出了三种配置,方案①,这种配置比较多。我们经常看到的情况是:前级一个¢8~¢16 的小磁环(3 0~1000uH),后级采用一个¢20~¢25 的大磁环(15 ~30mH),前级作用在高频,后级低频,高低搭配刚好合适。方案②,这种情况也较为常见,前后两个一模一样的共模线圈,非常美观。采用这种配置时,为了保证较好的滤波效果(降低分布电容),每一级的电感量(匝数)不能太高。这样不仅会降低共模电感的分布电容,绕制工艺也会相对简单,而且美观,就是成本较高。方案③,一般对EMI 要求较低的产品较多使用,低成本EE 型共模电感最为常见。部分对成本要求苛刻的产品中,不少人也会采用单个¢1 8~25 左右的磁环来设计,这需要开发人员具备足够的经验及技巧。共模电感的材质、形状、绕制工艺对滤波效果影响较大,而且EMI 滤波元件配置与整机结构也有很大的关系。很多人不晓得如何去计算共模电感值,下面是一种参考方法(适用于中小功率)。
100KHZ------30mH
1.0MHZ------3.0mH
10MHZ-------300uH
100MHZ------30uH
5.0MHZ------600uH
30 MHZ-------100uH
在传导测试时,3*F ,1MHZ ,5MHZ ,20 ~30MHZ 这四个点容易出问题。
注:1 、这种方法,只具有规律性,而没有科学性;
2 、共模电感的材质、形状、绕制工艺对其滤波效果影响非常大;
3 、共模电感不会饱和(对称绕制),但会产生较高的浪涌电压;
4、共模磁环,最好只绕两层,在磁环绕制工艺方面建议多下点功夫;
5、共模滤波的设计原则是如何让其更有效。
(这部分内容容易引起歧义,有时间再补充。如果陆续上传一些比较实用的资料,应该理解起来较为容易) |
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| | | | | | | | | | | | | | | 简单的产品是这样,开发复杂的产品,还是需要深厚的理论功底。
多动动手,肯定没有坏处,很多时候可以弥补理论上的“盲区”。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 压敏电阻的计算需要考虑到输入阻抗(热敏电阻、差模电感、共模电感)、保险管容量、CIN大小等等多种因素。
(特别是很多产品的保险管并不是单纯的熔丝,而且压敏电阻也并不一定是刚好在FUSE之后。而且L-N与L、N-PE测试时,需要分别考虑其影响)
EMC中的四级只是一个测试标准,没办法去量化计算,符不符合要求,应该取决于以下四点:
1、输出电压有没有跌落(保护)现象;
2、产品会不会损坏;
3、保险管是否存在严重的损伤;
4、共模电感的飞弧控制措施。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 共模电感的飞弧,是什么回事?我看到一些电源上,在共模电感线圈上放一些放电管或者“火花隙”,听说是为了抑制过压的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 压敏电阻,主要应用于输入的L、N之间的差模瞬态干扰的抑制,不影响安规测试。
但是压敏电阻可能低阻化(600~1000欧),导致自燃或保险丝烧断。 |
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| | | | | | | | | | | | | 请问:玻璃管的保险丝引线封装最好增加一层热缩套管,是防止与其他的元器件发生短路现象吗? |
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| | | | | | | | | | | | | | | 如果是立式安装就有可能,这个我也不是很清楚,很少用到。
不过以前我做实验时玻璃封装的小型保险管炸碎过,面脸都是。
不仅仅是保险管,有些做工精良的裸板产品,也会将容易触碰到的高压引脚用热缩套管包裹起来。 |
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| | | | | | | | | | | | | 解释得大好了,化二受教了!与我们的经验一致。30MHZ的高频共模抑制,最好使用镍锌铁氧体 |
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| | | | | | | | | | | | | 谢谢关注,目前好多东西都是关于设计思路的一些个人见解。没有去认真查阅核实,文字都是实时打出来的,稍微编辑后就发出来了。如果出现了明显的错误,欢迎指正。
Cin,产品中最重要的一个元件,而选型设计中往往被直接忽略,如果Cin选择不当,计算的结果会毫无意义,下一议题会专门展开讨论。 |
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| | | | | | | 关于设计思路的讨论,或许是因为保密的原因,大家一般比较含蓄。
后续准备花大量的时间在这方面做深入分析,温故而知新,相信大家仍然会有所收获。 |
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| | | | | | | | | 电源网有1人,太保守了, 级别还特高,发了帖子做了整改,只给图就是 不告诉你怎么改的,帖子问了几百楼了,都没回答,真不知道他发贴为了啥?要多有点和楼主一样能够毫无保留与大家一起交流,让更多的人学习,这才好啊! |
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| | | | | | | | | | | 毕竟是技术论坛,说错了就要看笑话了,
没什么,我只是脸皮厚一点点而已。 |
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| | | | | | | | | | | 这样自私的人,来电源网就是为了学习,只知道索取,不知道付出,哪怕是电源的高手,也永远称不上大师。 |
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| | | | | | | Cin、Vacmin、Vdcmin之间的秘密 85~265VAC输入,12V5A输出。
①现实情况:选择100uF/400V的电解电容,估计不会引起太大争议。
②3uF/W法则:3uF﹡60W = 180uF,考虑到效率因素,选择220uF。
以下内容摘自经典教材。
摘自《开关电源手册》,大师的著作。
摘自《开关电源设计与优化》,非常经典的一本教材。
摘自《开关电源仿真与设计》,听说挺NB的!这本书我有,内容很感动。
由于Ton 、Ae 、Bac 都可以轻松计算出来(如果定义为已知量),那么,Np 的大小,完全是由Vdcmin 决定的。很明显,此时Vdcmin 也决定了LP 的大小。而很多人的计算流程关于Vdcmin 的描述比较简单,估计是受教科书的影响,准确来说是没有真正理解。注意《开关电源仿真与设计》里面的这段文字,非常有意思。
假设环境温度25℃,60W输出,85%的效率,Vdcmin计算值如下:
(Vdcmin 受多种因素影响,下面的数据是采用PI公司 的电子数据表格计算出来的,仅供参考)
输入电压 容量 最小直流电压 纹波电压 百分比
85VAC 100uF 68VDC 52V 43.3%.
85VAC 150uF 89VDC 31V 25.8%.
85VAC 220uF 100VDC 20V 16.6%.
输入电压 容量 最小直流电压 纹波电压 百分比
90VAC 100uF 79VDC 48V 37.8%.
90VAC 150uF 98VDC 29V 22.8%.
90VAC 220uF 108VDC 19V 15.0%.
输入电压 容量 最小直流电压 纹波电压 百分比
100VAC 100uF 101VDC 40V 28.4%.
100VAC 150uF 116VDC 25V 17.7%.
100VAC 220uF 125VDC 16V 11.3%.
输入电压 容量 最小直流电压 纹波电压 百分比
175VAC 68uF 216VDC 31V 12.5%.
175VAC 100uF 227VDC 20V 8%.
经典、权威教材无一例外的提到:Vdcmin = Vacmin ﹡ 1.414,实际情况并非如此,那么问题出在哪里?
可以肯定的是,这些教材在Vdcmin 计算问题上,犯错的可能性较小。
好多人设计产品时,不假思索的引用Vac*1.414,而从来不顾虑到Cin容量的大小。
Vdcmi n = Vacmin ﹡ 1.414
成立的前提条件是------必须定义合理的纹波电压百分比
(纹波电压百分比 = Vdcmax - Vdcmin / Vdcmax; Vdcmax = Vacmin * 1.414)
换句话税,Cin 必须满足Vdcmi n,否则公式不成立。这也是Cin 在宽范围输入时选取3 uF/W,窄范围输入选取1 uF/W的由来;
题外话,很多12V5A的适配器,采用100uF的电解电容,但是其输入电压范围却是100~265VAC,是这个原因吗?
Cin 选取法则:
1 、宽范围输入3 uF/W,窄范围输入1 uF/W;
2 、宽范围输入,确保纹波电压不高于15% (即保证Vdcmi n≈100V );
窄范围输入,确保纹波电压不高于20% (即保证Vdcmi n≈200V );
3 、如果Vdcmi n不足,增大Cin 容量,直至纹波电压满足要求;
4 、如果考虑到寿命因素,Cin 需要在此基础上进一步增大;
5 、Cin 的容量受低温的影响非常明显,此时Cin 需要在此基础上进一步增大;
6 、Cin 也有纹波电流限制的要求,但关注较少(欢迎展开讨论)。
7、如果不晓得如何计算Vdcmi n,也没有安装软件,那就拿起示波器去实测吧!要求低温工作时,更应该如此。
或许你会对数据产生各种质疑,但现实就是这样。
(此部分内容未完待续,下一议题,关于磁性材料设计或者工作模式的一些分析) |
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| | | | | | | | | 犀利!想看到DCM与CCM模式下的变压器设计,和电路差别! |
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| | | | | | | | | | | 现在的电流模式控制芯片已经无需外部斜率补偿,在电路设计上DCM、CCM几乎没有什么区别。
DCM与CCM变压器的设计方法完全不同,到底选用DCM模式还是CCM模式,还是QR模式,这要看输入、输出端的特性,到时会有更加详细的分析!
昨天晚上睡的太晚了,现在有点累,今天好好休息,明天再更新。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 今天准备对工作模式做一个较为完整的分析,KRP 作为反激变换器中的灵魂参数,如何取舍,值得深入探讨。
名词解析
工作模式:即电感电流工作状态,一般分DCM 、CCM 、BCM 三种(定性分析)。
KRP:描述电感电流工作状态的一个量(定量计算);
KRP定义:
KRP的意义:只要原边电感电流处于连续状态,都称之为CCM 模式。而深度CCM 模式(较小纹波电流)与浅度CCM 模式(较大纹波电流)相比较,电感量相差好几倍,而浅度CCM 模式与BCM 、DCM 模式的各种性能、特点可能更为相似。显然需要一个合适的参数来描述所有电感电流的工作状态。通过设置KRP值 ,我们可以把变压器的电感电流状态与磁性材料、环路特性等紧密联系起来。我们也可以更加合理的评估产品设计方案,例如:
KRP 较大时(特别是DCM 模式),磁芯损耗一般较大(NP 较小),气隙较小(无气隙要求,仅满足LP 值),LP 较小,漏感会较大,纹波电流较大(电流有效值较高);
KRP 较小时(特别是深度CCM 模式),磁芯损耗一般较小(NP 较大),气隙较大(有气隙要求,平衡直流磁通),LP 较大,漏感会较小,纹波电流较小(电流有效值较低);
注:KRP 较小时,气隙也是可以做到较小,但这需要更大的磁芯和技巧;
KRP 较大时,磁芯损耗也是可以做的较小,但这同样需要更大的磁芯和技巧;
题外话:通常认为,相同磁芯、开关频率,DMAX,DCM 模式比CCM 模式下的输出功率更大;其实这是不完全对的(至少不符合实际,因为需要限制DMAX,导致空载容易异常),原因在于DCM 模式下磁芯损耗会超出你的想象(电应力也会如此);DCM 模式下,如果想大幅度降低磁芯损耗,唯一的方法是增大NP ,而过大的NP 会与LP 形成现实冲突(DCM 模式下,LP 一般较小),造成磁芯气隙超出你的想象(漏感也会如此);有没有方法解决这种现实矛盾? 答案应该是肯定的,即选择合适的磁芯结构,如长宽比小且AE 大的磁芯(PQ 、POT 系列),或许会比长宽比大且AE 小的磁芯(EER 、EEL 系列)更加有优势,欢迎展开讨论。
(补充:在DCM模式下,如果限制DMAX,则会比CCM模式下输出更大的功率)
KRP 较大时,增大DMAX 可以在一定程度上降低原边的纹波电流及有效电流值,但是次级的电流应力会更加恶劣,这种方法(增大/ 减小DMAX )只适合平衡初次级的电压、电流应力,应该不是一种很好的设计手段。
KRP 较大时,空载启动困难,特别是低压大电流输出,且空载无跳频(宽范围AC 输入时尤其如此,如3.3V10A ,特别是超低压输入);
KRP 较小时,开关损耗较大,特别是高压小电流输出,且开关频率较高(窄范围AC 输入时尤其如此,如100V0.5A ,特别是超高压输入);
注:非低压大电流产品(如12V5A ),KRP 较大时,DMAX 不能设计的过小,否则空载也会启动困难,且空载无跳频(宽范围AC 输入时尤其如此);
超低压输入产品(如12V 输入),KRP 应该较小,且开关频率也不能过高,否则LP 过小(漏感过大)无法正常工作(或者效率极低)。
KRP 较大时,动态响应较快,环路补偿比较容易(特别是采用电流模式控制);
KRP 较小时,动态响应较慢,环路补偿相对困难(特别是采用电压模式控制);
KRP 较大时,电感电流斜率较急,CS 采样端对噪声影响不明显;
KRP 较小时,电感电流斜率较缓,CS 采样端可能会受到噪声影响;
注:电流模式芯片通常会比电压模式控制芯片的性能更加优异,但并非所有情况下都是如此。如果输入电压较高,输出功率较小,电流模式芯片可能无法检测CS 电压,低压大电流输出产品在空载时也会出现这种情况(再次强调,宽范围AC 输入,低压大电流输出〈甚至非大电流输出产品〉,如果KRP 较大,DMAX 又较小,空载极有可能出问题,或许轻载降频、提高VCC 都不一定有效,但是采用某些电压模式控制芯片,可能会避免此问题)。低压输入,输出功率很大时,电感电流斜率较缓,CS 采样电压(电阻/ 互感器)可能很容易受到干扰,如果负载变化较大,也可能会因此CS 端采样异常。也不是所有电流模式芯片均比电压模式芯片优秀,这需要综合考虑各种因素,包括外围电路的复杂程度。
超高压输入时,KRP 应该设置较大(最好是QR 模式),开关损耗会较低;
超低压输入时,KRP 应该设置较小(最好是深度CCM 模式),漏感会较低;
注: 关于这两条,后续有必要专门展开分析。
KRP选取法则
输入电压 常规磁芯 较小磁芯
12V/24VDC 0.25~0.40 0.40~0.66 (取决于漏感)
48VDC 0.40~0.66 0.40~0.66(漏感+限制DMAX)
85~265VAC 0.40~0.66 0.66~1.00(限制DMAX)
176~265VAC 0.66~1.00 1.00 (限制DMAX)
≥400VDC 1.00 1.00 (限制DMAX)
电感纹波电流如何设置,主要取决于输入电压范围、输入电压幅度、输出电压幅度、输出电流范围、漏感百分比(气隙)四个量。
1 、宽范围输入时,尽量选择深度CCM 模式;
注:在所有输入电压范围内,功率器件的电压电流应力会有一个较好的折中;
2 、输入电压非常低时(如12/24V ),请选择深度CCM 模式(KR P≤0.40);
注:此时如何降低漏感摆在第一位,深度CCM 模式下,自然会获得最小的漏感量;
3 、输入电压非常高时(如400VDC ),请选择DCM 模式(或者QR 模式);
注:此时如何降低开关损耗摆在第一位,在QR 模式下,自然会获得最小开关损耗;
4 、输出电压非常高时,请选择DCM 模式(或者QR 模式);
注:此时如何降低开关损耗摆在第一位,在QR 模式下,自然会获得最小开关损耗;
5 、输出电流非常大时,尽量选择CCM 模式,KRP 值视输入电压范围及幅值决定;
注:CCM 模式下,峰值电流、纹波电流、有效电流都会相对较小,且尽量避免采用单个肖特基二极管去处理高有效值电流,也要想办法去避免空载问题。
6 、小电流输出,尽量采用DCM (QR )模式。
注:功率小,效率较高。
7 、如果要求最小漏感设计,尽量选择CCM 模式,KRP 尽可能的小。
8 、采用较小磁芯输出较大功率的前提条件是:较小DMAX 、较高电感纹波电流(有效电流),空载问题好解决
9 、KRP 小于0.66 时,电感电流峰值、有效值,不再跟随KRP 值的减小而明显减小,但是Bdc及气隙上升非常明显;
KRP 小于0.40 时,电感电流纹波电流将会出现过小而导致CS 采样困难,且饱和的10 电感电流上升不明显;
10 、如果设置BCM 模式下的LP=1 ,其他工作条件不变,则:
KRP=1.00 ,LP=1
KRP=0.66 ,LP=2
KRP=0.50 ,LP=3
KRP=0.40 ,LP=4
KRP=0.33 ,LP=5
我们可以研究不同KRP 值下,磁芯的Bdc 、Lg 的变化趋势,甚至可以更换不同的磁芯来满足电气参数设计(KRP 、DMAX 、LP 均不会发生改变)。 如此一来,KRP(电气参数)将会与磁芯参数形成紧密的联系,方便量化分析。通过不同的电感纹波电流,来让我们知道变换器到底需要什么样的磁芯设计参数(包括磁芯选型)。而不是先来设计变压器参数,然后自动生成KRP等电气参数。
简单的理解,就是先设计好电气参数,如初次级的电压、电流应力,评估各种损耗温升,考虑到PWM芯片、MOS、二极管各种的特点(先选好),让反激变换器工作在最佳的工作状态。根据这个最佳的电气参数,我们来设计变压器参数,如NP、NS、气隙等等,最后通过更换磁芯或是微调变压器的结构设计,让整个变换器都工作在最合理的状态。如果开头就进行变压器设计,会导致我们产品优化的余地较小(不得不重新计算或是申请样品)。
(不过,不得不承认,每一个人的学习经历往往很不同,属于自己的最佳设计流程,应该是自己最熟练、最能理解的哪一种。那是一种积累、一种磨练,千万不要轻易去否定。这里提供的方法只是其中一种,诸多技巧中,如果觉得好就用,不好就不用)
KRP的别名:KRF 、r ,它们之间存在换算关系,建议参考相关资料;
如果设置BCM模式下的LP=1,其他工作条件不变,则:
(磁芯、匝数比不变,否则无法完成对此;NP 的变化不会改变DMAX 、电压、电流应力,NP 主要是影响磁芯参数设计)
KRP r KRF 峰值电流 纹波电流 有效电流 气隙 BAC BDC LP
1.00 2.00 1.00 很高 很高 很高 会较小 会较大 无 1
0.66 1.00 0.50 较低 较低 较低 较小 较小 较小 2
0.50 0.66 0.33 较低 较低 较低 会较大 很小 较高 3
0.40 0.50 0.25 较低 很低 较低 很大 很小 很高 4
0.33 0.40 0.20 较低 极低 较低 极大 极小 极高 5
释疑:
1、KRP从1.00下降至0.66时,峰值电流的下降非常明显,当KRP从0.66向0.33下降时,峰值电流的下降幅度非常有限;
2、KRP从1.00下降至0.33时,纹波电流的下降一直非常明显,与LP的变化趋势刚好相反(I=V*TON/LP);
3、KRP从1.00下降至0.66时,有效电流的下降非常明显,当KRP从0.66向0.33下降时,有效电流的下降幅度非常有限;
4、KRP从1.00下降至0.33时,BDC急剧增大,气隙的大小与磁性元件的设计有关,由于对比中的NP会有所不同,所以气隙、BDC、BAC的变化趋势仅仅是起有限的参考作用;
关于BDC、BAC的变化趋势(二者是由哪些量决定的)分析见《开关电源手册》,其中有详细描述:
①外加的伏秒值、匝数、磁芯面积决定了交变磁通量(BAC);
VTon(n) + Np + Ae → △B
②直流平均电流值、匝数、磁路长度决定了直流磁场强度(BDC);
Idc + Np + Le(lg) → Hdc
③加气隙和不加气隙,磁芯饱和磁感应强度是一样的;但加气隙的磁芯能显著减小剩磁Br,另外,加气隙可以承受大的多的直流电流;
5、KRP从1.00下降至0.33时,由于BDC、LP急剧增大,所以NP也会较大,间接导致导致BAC较小。
6、KRP从1.00下降至0.33时,LP的变化范围非常有意思,注意是整数倍,这为我们评估变压器的设计提供了极好的参考依据,我们可以一开始就设计在临界模式,并且将临界LP作为参考数值。需要明白,在保持匝数比(DMAX)不变的情况下,产品中的各种电压应力不会有任何改变(DMAX决定了电压应力,也不能够大幅度改变,只适合微调)。我们可以通过研究KRP(LP)变化时,各种电流应力与磁芯参数的变化趋势,最终找出最优设计。
7、采用此方法设计变压器时,建议采用V*TON,而不是I²*LP,因为DMAX(决定TON)几乎是固定量变化不大,而LP可以是变化量(由KRP决定),变化量非常大,优化分析时也比较简单。
8、需要认真理解NP与LP不是线性关系,也要完全明白气隙的计算公式;
9、进行KRP及变压器设计时,需要紧密联系各种参数(电压、电流应力,磁性参数),然后进行系统分析。这是我极力推荐大家采用软件的主要原因,手工计算极易出错、慢、且无法对全局进行优化分析。
10、关于KRP的相关介绍,可以参考PI的相关设计资料;关于KRF的相关介绍,可以参考飞兆的相关设计资料;关于r的相关介绍,可以参考《精通开关电源设计》;关于KRP,其他公司也有各种不同的描述,但他们要表达的意思其实都差不多。
飞兆的两份资料很不错,估计大家都有。
飞兆-反激电源设计流程.pdf 飞兆-开关电源分析.pdf
控制模式:电压型、电流型、ON/OFF 开关控制(RCC )
电压型控制典型芯片:SG3524/3525 、TOP22X/23X/24X 等等
电流型控制典型芯片:TL494 、UC3842/3/4/5 、NCP1200 、NCP1337 等等
ON/OFF开关控制典型芯片:TNY 系列,RCC 变换器,安森美有个系列好像也是的
声明:后续可能还会直接引用一些PI的资料,特别是设计流程、软件操作、芯片资料、包括部分设计思路等等,并不代表PI的设计理念比其他公司更优秀,仅仅是我更熟悉些而已,而且这些资料都有中文版本,内容详实,方便初学者追根溯源。
新型单片开关电源设计与应用(2004版,这个版本好像比较难找)
http://ishare.iask.sina.com.cn/f/24234727.html
个人认为这部书非常不错,我入门时的两本教材之一,真心感谢它的存在。可能很多人会对此书及其作者持鄙视态度,希望在这里不要展开人身攻击。特别是最后几章有非常实用的信息,而且还随书附带了光盘(变压器设计软件)。
注:PI的变压器设计软件其实是非常不错的入门工具,熟练了也可以把它用来设计其它类型的芯片。现在又可以用来设计PFC、正激、LLC等拓扑,太强大了,建议初学者多花点时间学习学习。
PI电子数据表格.pdf
关于KRP的定性分析已经基本完成,当然这还是远远不够的,例如非隔离DCDC、PFC、正激类的输出电感等等,都可以用KRP来描述。其实就是(电感)纹波电流百分比嘛!也没有什么神秘之处,只不过是不同应用中,侧重点会不同,多看点书多做点试验就会很容易明白。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | KRP较大时(特别是DCM模式),
KRP只有为1时,才是DCM把,何来较大一说? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 没用过PI的软件设计。而且我设计变压器的时候也没用过你这个KRP。。。。几时容我仔细阅读阅读。只是稍微看一点点你上面写的,才有疑问。
你上面说的电感纹波电流比较大时?是只初级线圈电感?还是指输出电流纹波? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 初级电感的纹波电流与初级峰值电流的比值,有图示意。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | l楼主,什么时候把( KRP的别名:KRF、r,它们之间存在换算关系)分析下,K如何选取还是挺难的。欢迎楼主和电源计算流,进群143697877深度讨论,深度计算。人不多,在于精! |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这种换算很简单啊!书上都有。
要去进行深度计算就不用了,会把简单的事情搞复杂,不如去多做点试验或是仿真分析。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 凡兄,求BMAX=BAC/2+BDC的出处,我手头所有书籍都是BMAX=BAC+BDC.
所以想深入了解下其,详细推导过程和思路。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 期待楼主抽出买菜的时间出一份反激变压器的详细设计公式!网上的公式太多了,都有好多是不相同的,给搞晕了!这对于我们这些初学者有很大帮助,在此先谢过楼主了! |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 帖主:你所说的在DCM模式下,如果限制DMAX,则会比CCM模式下输出更大的功率 ;这话是不是少打了一个不字呀 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 有看到资料Krp=△I/Iin,应该是不一样的表示方法。
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| | | | | | | | | 3UF/W,呵呵,实际中确实用的这么大吗?未必吧? |
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| | | | | | | | | | | | | | | 宽范围输入,VDCMIN我一般不会小于80V,而合理设计值应该不低于100V。
采用3UF/W的根本原因已经做出分析,合理的纹波电压设计是基于性能、寿命的角度考虑(还不算保持时间)。
大多数人不这么用,是基于成本的原因,这又回到了论坛上热议的性能成本如何取舍的问题。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | Vinmin跌破70VDC并不是什么非常奇怪的,我的最高纪录是跌到46VDC,HVDC完全是一个三角波。
采用填谷PFC,HVDC电压的变化范围也会很大,达到了1/2。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 借问楼主?3UF/W考虑低温情况吗?电解电容低温容值只有常温的20%左右,这样常温是按照3UF/W还是15UF/W计算? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你还是去实测吧!宽范围输入一般3UF/W就差不多够了,看你怎么设计(例如需不需要精确的原边过流保护)。
只要能够正常启动就行了,不然CIN会大的比较离谱,产品也没有什么竞争力。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 请问凡凡做开关电源仿真用什么软件呢?还有PI公司的软件官网下载吗?怎么用呢?谢谢回复哈 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 如果是反激,做仿真的意义不大,还是去多动手。
PI的软件其官方网站上有,网上可以搜到他们软件的操作说明,软件和文档都有中文的。
沙占有原来写过一本书《新型单片开关电源》,里面也有介绍。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 一般不超过2uF每W,除非要保持时间。
带PFC的 或是 窄电压的,有时都会用到 1uF。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 产品对成本要求不是很高,在电容的选择方面,我面对的压力,应该要比你们要小很多。
很少有人会舍得把EER28磁芯干到30W以下,包括MOS,二极管的降额都是如此。
有时候这种有酒大碗喝、有肉大口吃的日子确实很不错,但会严重的磨灭一个人探索欲望,在技术上也无法获得更多提升。
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| | | | | | | | | 楼主 ,我想问下就是计算变压器的最小输入电压 是取平均输入电压Vbulk 还是去这个经过电容滤波后的纹波的最少电压 就是公式中的Vmin???? |
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| | | | | | | | | | | | | 楼主 我想问下 如果这个电源是接市电的 那变压器是要依照宽电压输入例如85V~265V计算好呢,还是窄电压计算好呢 启动电压不一样,那电感量也不一样,,,, 是不是要根据 输入电容的容值决定的啊 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 是的,VINMIN由CIN决定,就是用它来计算LP,85-265VAC输入,只能在85VAC处计算VINMIN。
如果产品的要求不高,也可以在90VAC,甚至100VAC处计算VINMIN,这样对CIN容量的要求较低,对控制成本有好处。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 还是用示波器测吧!特别是要求低温工作,或者CIN严重不足时。
公式有大把的,但蛮复杂的,准确性如何不清楚,更重要的是计算时容易出错。
一个较好的方法是,用PI的软件计算VDCmin,见本文中的例子。
(另外,VDCmin与后级无关,不必每次计算) |
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| | | | | | | | | 现在的150W的电动车充电器大多用68uF或82uF的电容,更有甚者竟然用到47uF!!!太可怕··· |
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凡兄昨天晚上开始追你的帖子,真乃精华啊,慢慢看才能吸收
这个PI的Vbus电容计算表格能否麻烦上传一下
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| | | | | | | | | 仙童的资料Application Note AN4137,根据他的算法,90-265Vac,Pin为16w,Cin为22uf,算出来竟然68V的最小直流电压,而1.414*90-20/或30=107/或97。两者相差太大,哪个有问题,可靠性高时应该选哪个,或者说哪个
更靠谱? |
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仙童的Application Note AN4137,岂不是最小Vdc太小了,大牛怎么理解?
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| | | | | | | | | | | 资料第一句就说了电容取值2~3uf/W,你的电容太小了
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| | | | | | | | | 很厉害。我们对于Cin的纹波限制一般是不超过规格书的规格值,也就是自发热5℃的纹波电流。
如果实在要超过5℃,我们会向电容厂家获得确认书,保证这个工作状态工作可以满足标称寿命,但最大允许到自发热20℃。
当然以上的前提是寿命计算结果能够满足设计要求。
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| | | | | | | | | | | 尽快更新,下一话题:匝数比n、Dmax、UOR 的设计技巧。
(准备深入剖析匝数比n、Dmax、UOR 的选取原则及限制因素) |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 等待介绍QR模式变压器电感量的计算考量,pcb布局,磁环电感的设计和绕制 |
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匝数比越大,漏感越大;高输出电压,匝数比较低,尖峰也会较小;
例如:5V输出,匝数比可以分别取15、20、25(也就是UOR不同),不同的匝比实际获得的漏感会大不相同,效率也会差别较大。
通用输入,普通反激变换,600V的MOS管作限制:
3.3V输出,UOR一般为60-75V,45V二极管;
5.0V输出,UOR一般取70-80V,45~60V二极管;
12V输出,UOR一般控制在80-120,100V二极管;
24V输出,UOR一般可以取到100V以上,具体看漏感控制的效果;
上面是综合考虑到各方面的因数后,折中的取值(经验值),根据使用的磁芯不同,参数会稍有变化。当然,5V输出也有很多人取100V左右,这是根据控制芯片及产品要求等而定,看实际情况吧,这里没有绝对答案。
UOR(DMAX)计算的第一步,是确定输入电压,即如何准确确定HVDCmin。特别是CIN容量不足,或者是要求产品的工作温度非常低时,需特别注意。很容易理解,如果最小直流电压不准确的话,所有计算的结果几乎没有实际意义。
匝数比越大,漏感越大,在低压输入及低成本设计时,需要非常小心。
因为这两种情况下,MOS可能不会拥有太大的电压裕量可供调整。
低压输入时,要么是100VMOS,要么是200VMOS,一旦超出,很难弥补;
低成本设计时,磁性元件(EE型磁芯)和半导体器件本来就烂,很难控制。
注:磁芯种类繁多,即使两种类型的磁芯输出功率可能一致,其表现出来的电气性能差别很大,特别是气隙和漏感的影响。不过采用合理的设计,可以在一定程度上削弱漏感尖峰电压。采用特殊的工艺,可以降低(气隙)边缘磁通对绕组的影响。
这一点在反激变换中尤其明显。如果磁芯无法选择(更改),尽可能确保初次级平铺一层。否则你可能无法获得满意的气隙和漏感控制。磁芯种类繁多,并非所有种类的磁芯都适合所有规格输出。例如:
采用EE型磁芯,中心柱太短,如果初次级平铺一层,UOR可能不会太高;
采用EER型磁芯,中心柱太长,如果初次级平铺一层,UOR可能不会太低;
但这不是绝对的,因为初次级的漆包线可以采用多股绕制来确保平铺,不过有些情况即使采用多股线也无法满足要求。特别是磁芯极限应用时,成败往往就在一念之间。
UOR越高,磁感应强度越大,磁芯损耗会越大,在准谐振反激变压器设计中需特别注意,否则磁芯损耗非常大,也比较容易饱和(但在普通的DCM、CCM变压器设计中并不明显)。
6、UOR的设置跟MOS、次边二极管、电解电容有关。
我们应该通过设置UOR及KRP来满足半导体元件的有效电流、峰值电流、耐压等,还有电解电容的纹波电流。因为设计常规的产品,功率半导体器件和输出电容几乎是“常量”。
如果输出电流很大,此时次级一般会控制在3-4T,显然原边也不会太高。否则过大的DMAX会给次级造成极大的电流应力,此时也需要将KRP跟UOR紧密联系起来。
一般把气隙控制在0.2-0.8mm(中心柱),以减小边缘磁通损耗,此时也需要将KRP跟UOR紧密联系起来。UOR也应该跟挡墙的宽度有关(初次级隔离电压),因为中心柱长度直接决定了单层NP的大小(IRMS可以算出来)。这很难理解,牵扯的变量太多了,可以一步一步去仔细分析、计算。如果自己绕变压器绕的比较多的话,应该很容易明白。
原因很简单,UOR决定了DMAX;即区分电压模式控制还是电流模式控制, 原因就不说了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | UOR不好分析,最好是联系实际情况,在后续的分析中,尽量用实例来表述这一设置过程。
QR模式变压器最简单了,难度应该和普通正激的变压器差不多。
下一议题:QR模式变压器设计(临界模式分析计算) |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这帖子讲的太棒了,最近就是在搞QR,效率总提不上来,我该好好看看这帖子! |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼主,有没有PFC+反激变换器的变压器设计的案例。就是前级PFC+后级反激变换器
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| | | | | | | | | 谢谢支持,最好的还谈不上,都是书上的东西整理、总结出来的。 |
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| | | | | | | | | 笑一笑,十年少, 时间都去哪儿了。
愿2014年都平安顺利。 |
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| | | | | | | 从头到尾看了一下,有几点不明白的地方,想问下楼主,过大的DMAX会导致过大的电流应力这句话似乎有点问题,过大的DMAX似乎电流应力是减小,另外针对VOR决定了DMAX,即可以区分电压控制模式和电流控制模式这句话不是太理解。希望楼主细讲一下。谢谢。 |
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| | | | | | | | | 过大的DMAX会导致过大的(次级)电流应力;
采用电流模式控制,DMAX超过50%,且工作在CCM模式时,需要斜率补偿;
采用电流模式控制,DMAX过小,且工作在DCM模式时,轻载会很不稳定,特别是宽范围输入。
在电压模式控制的芯片中,这些情况会好很多,但电压模式控制的纹波电压会明显大于电流模式控制。
意思很简单,首先要搞清楚你采用的PWM芯片的控制类型及特点,然后再根据输入、输出特性去设置DMAX及工作模式。
在设计产品时,你要知道常用的电压、电流模式控制芯片有哪些,及弄明白他们优点和缺点。 |
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| | | | | | | | | | | 小凡凡,能大概说下常用的电压、电流模式控制芯片有哪些吗?我印象中用的一些都是电流模式的! |
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| | | | | | | | | | | | | TON/T,不必精确计算,示波器好像可以直接读出DMAX |
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| | | | | | | | | | | | | 1、芯片资料里会说明;
2、论坛里有交怎么分辨的帖子;
3、参考《开关电源设计指南》,英国人的那本,如果没记错的话! |
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| | | | | | | | | 在电流控制模式中,CCM 模式下Dmax过大不仅造成电流应力过大,也会提高MOS管的电压应力。 |
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| | | | | | | | | | | 一般我们都采用CCM模式,电流小,MOS应力相对于比较小,相对于功率可以做更大。
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| | | | | 学习中~~~好好学习,天天向上。楼主很卖力啊~感谢及问候! |
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| | | | | | | 理论和实际有差别,不要看死书。
磁芯损耗和峰值磁密以及工作频率有关,NP的大小也就是初级匝数吧,这个会影响到铜损。 NP越大,铜损越高,这是对的,但是很多时候如何减小漏感才是最关键。
NP越大匝数越多,是不是漏感也就也大? 这要看气隙了,最好是气隙足够小,NP刚好满足平铺两层。(NP大,也有开关频率低的意思)。
由NP小、气隙小、LP小,得出漏感较大,磁芯损耗大。 相同产品,相同的磁芯,你试着去设计两个变压器,一个DCM模式,一个CCM模式。
然后分别测量两个变压器的漏感等参数,以及通电后测量磁芯线包的温升等等,包括VDS电压。
(提示:DCM、CCM模式下,BAC、IRMS、漏感等等分别是多少,通过这样对比很容易明白)
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双路采样的一点小心得
假设VO1=5V2A,VO2=12V0.5A,要求负载调整率尽可能的高;
一些建议:
负载调整率与NP无直接关系;
尽可能采用长宽比高的磁芯,此类磁芯耦合较佳;
NS较高调整率会相对较好(满足单层平铺的情况下,耦合良好的原因);
尽可能减小漏感(采用较大的LP、较小的气隙、初次级平铺、采用三明治绕法等等);
尽量采用CCM模式设计,因为CCM模式下,LS/LP比值相对更小;
调整率与R1-6之间的比率密切相关,建议每一路偏置电阻均采用串联或者并联的方法实现;
调整率与D1、D2的VF密切相关(应该也包括速度,如肖特基、快恢复之分);
下偏置电阻计算
已知VREF=2.5V,假设R5=3K,R6=NC,总的偏置电流为:
I=2.5V/3K=0.833mA
注:R6用于微调输出电压,改变R6,则VO1、VO2会同步上升或者下降。
VO1上偏置电阻计算
已知VREF=2.5V,VO1=5V,总偏置电流等于0.833mA,则VO1的上偏置电流为:
0.833mA/2=0.417mA(反馈电流比例占50%)
Vo1的上偏置电阻为:
VO1-VREF/0.417mA=5V-2.5V/0.417mA=6K
设置R1=12K,R2=12K。
VO2上偏置电阻计算
已知VREF=2.5V,VO2=12V,总偏置电流等于0.833mA,则VO2的上偏置电流为:
0.833mA/2=0.417mA(反馈电流比例占50%)
Vo2的上偏置电阻为:
VO2-VREF/0.417mA=12V-2.5V/0.417mA=22.78K
设置R3=24K,R2=430-470K调整。
NS1匝数计算
已知VO1=5V,假设VF=0.5V,那么NS1两端的电压为5.5V;
假设NS1=5T,那么NS1每一匝的电压为:
5.5V/5T=1.1V
简易优化分析
当NS1=4T时,1.375V/T;
当NS1=5T时,1.100V/T;
当NS1=6T时,0.917V/T;
当NS1=7T时,0.786V/T;
从上述计算我们可以得知,NS值越大,每一匝的电压越低。这意味着V/T越低,电压计算值会越精确。我们最终选择NS1=7T,即变压器每一匝的电压为0.786V/T;
NS2匝数计算
已知VO2=12V,假设VF=0.5V,那么NS2两端的电压必须为:
12V+VF=12.5-12.8V之间
取NS2=16T,则0.786V*16T=12.576V,减去VF值,VO2=12V左右。
偏置电阻计算出来了,NS1、NS2的匝数也计算出来了。 接下来要处理唯一不确定的因数-----------二极管的VF值
需要注意的是,规格书提供的VF值,在此处往往并没有太多的参考价值,建议还是用实验的方法来选择。在满足电压、电流应力和封装的条件下,我们需要尽可能的多准备一些不同类型、品牌的二极管。这会存在N种不同的组合,例如5V输出,我们可以选45V、60V、100V的肖特基。12V输出,我们可以选用100V的肖特基或者超快恢复二极管,必要时,200V的HER303都是有可能的。在变压器设计良好的情况下,双路的负载调整率应该仅仅取决于二极管的VF值是否精确匹配。
千万不要随便改变采样电阻比率,以达到合适的电压精度,否则会越调越复杂。另外,变压器的匝数比计算和绕制工艺也非常关键。关于叠加绕组、非50%比率采样,建议查阅相关资料。
《新型单片开关电源设计与应用》,2004,沙中友;P400,有相关介绍.
此方法是结合P400页里面的内容和自己的一些经验整理而来。 |
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| | | | | | | | | | | | | 修改:D2改为5-10A的肖特基,画图时没注意到。 |
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| | | | | | | | | | | | | 我双路反馈后,发现加载后输出会降下来,负载调整率不太好,请问有什么解决方案,谢谢,希望速回!
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| | | | | MARK,楼主的大作,一定是设计反激电源最好的参考 |
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| | | | | | | | | | | 楼主可以留下联系方式不,以后得多多请教你啊,我的E-mail:xnlyp_2006@126.com,希望可以取得联系 |
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| | | | | 你好,我是刚开始想学习LED电源设计,请问下,《开关电源设计》和《精通开关电源设计》,哪本更合适看。看了一半的《精通开关电源设计》,再看了LED电源方案,感觉还是很茫然。谢谢了,麻烦你了 |
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| | | | | | | 一本两本恐怕不够啊,开始时在理论方面要多花点时间。
很多半导体公司都有大把的LED方案,多看看他们写的应用文档,这些东西书上学不到。 |
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| | | | | | | | | 嗯,谢谢哈。但愿有一天也可以加入你们的讨论,再次感谢你。 |
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| | | | | | | | | 再次打扰下。对于小功率的LED电源,是不是反激电路的很多模块的形式都是基本通用的,比如RCD,输入滤波,IC周围电路。 |
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| | | | | | | | | | | NP计算的补充内容: 我们已经知道,初级有效电流为0.26A,如果原边线径的电流密度取4~6A/mm²,那么原边大概需要0.043~0.065 mm²的导线,从下表可以选择合适线径:
表一 国内外漆包线规格
查表得知,对于0.26A的有效电流,取AWG29~AWG31会是比较好的选择,对应的公制线径大概是0.25~0.35mm的普通漆包线。
表二 EF25磁芯参数
表三 EF25骨架参数
从表三中得知,EF25骨架的幅宽大概是15.2mm,计算时我们可以取整数15mm,。
已知EF25磁芯的AE=51.8 mm²,VDCmi n=230VDC,TON= 4.6 us,那么:
当BAC=1000GS时,NP=204T
当BAC=2000GS时,NP=102T
事先没有核算,貌似匝数有点多诶!其实60~80T应该比较合适,不过没关系。
也就是如果选择EF25磁芯,那么我们需要在15mm*2(假设NP设置为两层)的骨架上绕制100~200T。
根据表一可知,AWG31漆包线大约每厘米可以绕制37.7T(即37.7T/cm),
37.7T/cm*1.5cm=56.5T
去掉6.5T,取整数50T,如果取值过于极限,工厂没办法生产(到底去掉几匝,建议你们听取供应商的建议,以绕满为准);
为了计算方便,NP没有考虑挡墙宽度,不过次级你可以采用三重绝缘线。
NP已经“计算”计算出来了,刚好100T,拟采用AWG31漆包线平铺两层,每层50T。
UOR已知为100VDC,我们可以直接用UO、NP获得NS。
匝数比= UOR/(12V+0.5V)=8
NS=NP/8=100V/8=12.5T
NS计算值为12.5T,为了绕制方便,我们取NS=12T。
需要强调的是,NS选择线径时,同样需要计算处次级有效电流,根据电流密度取T/cm值。
次级峰值电流:ISP=IP*8=0.82A*8=6.5A
次边有效电流:
次级有效电流为3.1A,如果电流密度取4~6A/mm²,大概需0.5mm²截面积的漆包线。
次级同样需要刚好满足平铺,但次级线径的可选项有很多,例如次级可以采用多股线绕制。 为了计算方便,我们次级同样采用普通的漆包线,也不要挡墙了。
查表得知,AWG20(0.80 mm)漆包线同样满足截面积要求,但是AWG20线为11.6T/cm,不满足平铺要求。如果采用双股线,那么一层需要绕制12T*2=24T,查表得知,AWG24漆包线似乎是一个不错的选择,16.3T/cm*1.5=24.5T(去掉0.5T,如果绕不下,再降低一个规格即可),双股AWG24漆包线截面积为0.246*2=0.49 mm²,刚好合适。
VCC绕组的计算不多述,在这里给出一个思考题。 次级纹波电流是选择输出电容的主要依据,如何来计算?
磁芯选了,NP、NS、LP及初次级的电流应力也计算出来了,但是还没有完成,需要仔细核算电压应力、磁芯的气隙,很晚了,这部分明天再补充完整。
再传一个好东西,摘自刘胜利《高频开关电源》,20/40W反激变压器设计的这部分内容讲的非常好,可以好好研究研究。
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上面的表格有些看不清,帮你补上清晰的。
表一 国内外漆包线规格
表二 EF25磁芯参数
表三 常用10种国产高强度漆包线在电流密度较小时对应的截流量mm2
表四 常用10种国产高强度漆包线在电流密度较大时对应的截流量
[table=98%] [tr] [td=1,2,12%]
[/td] [td=1,2,12%]
[/td] [td=6,1,75%]
[/td] [/tr] [tr] [td=1,1,12%]
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[/td] [td=1,1,12%]
[/td] [td=1,1,12%]
[/td] [td=1,1,12%]
[/td] [td=1,1,12%]
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[/td] [td=1,1,12%]
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[/td] [td=1,1,12%]
[/td] [td=1,1,12%]
[/td] [td=1,1,12%]
[/td] [td=1,1,12%]
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[/td] [td=1,1,12%]
[/td] [td=1,1,12%]
[/td] [td=1,1,12%]
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[/td] [td=1,1,12%]
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[/td] [td=1,1,12%]
[/td] [td=1,1,12%]
[/td] [td=1,1,12%]
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[/td] [td=1,1,12%]
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[/td] [td=1,1,12%]
[/td] [td=1,1,12%]
[/td] [td=1,1,12%]
[/td] [td=1,1,12%]
[/td] [td=1,1,12%]
[/td] [td=1,1,12%]
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[/td] [td=1,1,12%]
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| | | | | | | | | | | 请教凡凡PFM型芯片这时候该怎么算TON等,频率是不固定的 |
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| | | | | | | | | | | | | 这种芯片用的很少,应该是要么有个固定TON,如NCP1351吗,要么有个最低频率,如NCP1337,不可能无节制乱变频吧。还有一种,PI的TNY系列,我记得TNY系列是限制初级电流,来达到DCM模式工作的目的,但我忘记了是不是变频模式。另外,这种芯片的内部好像一般都集成了欠压保护。 |
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| | | | | | | | | | | 请问,临界初级电感量LP=(V*Ton)/Ip中的V不应该是整流之后的Vdc吗,盼复 |
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| | | | | | | | | | | | | 应该是整流之后VDC的最小值,不要忘了电容上的纹波电压。 |
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| | | | | 大湿大湿,大概看了一下,先做个记号,找时间再细细研读。 |
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| | | | | | | 新手来学习了,还在起步阶段.望大神们讲的细致点照顾下我们新手! |
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| | | | | | | | | 细致的计算方法应该是包括详细的磁芯损耗、绕组损耗、开关损耗,这些类容一般书籍都有提到....
我已经习惯了粗放式的设计,平时不愿花太多精力在茫茫公式之中。 本贴涉及到的内容主要是大多数书籍较少提及或者容易忽略的地方,算是小窍门汇总。 |
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| | | | | | | | | | | 谢谢小凡凡的回复。
我也设计过几款电源,但总是一知半解,大多数时是向FAE请教。都是用现成的方案,实际自主的设计的电源都没有量产过。说实话我心里没有底。
到现在为止我还不会计算磁芯的输出功率关系。看到你的帖子算是收获大大的。
继续向你学习 |
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| | | | | 请问楼主DCM模式怎么计算 电感值。
恒流输出怎么计算? |
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| | | | | | | | | | | 知识已经不够用了,正在加紧搞学习........... |
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| | | | | | | | | | | | | 凡凡大师,我看了你帖子,真想有一天像你这样有高深莫测的内功,想请问你一下:对于5V输出的,我算出306圈去了,感觉圈好多呀!绕不下了吧!这下怎么样处理圈数减少一点呢!因为充电器嘛!外壳小,变压器也不能用太大,太大变压器就装不下。变压器小呢,圈数多,又绕不下,很头疼,以前我都是这样折算的,匝比数不变,假如次级圈算出来是14圈,初级306圈,我就减少次级圈数到7圈,在用剩于匝数,这样对不对呢!请教一下。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 大师?内功?.......还是免了吧,免得我得意忘形憋出了内伤。
5V输出,306T,你的输出功率应该非常小,这样的产品很多年前我做过,不过不是手机充电器的那种,以下是点滴回忆,希望对你有点帮助。
注:仅对于5V输出,2.5-5W功率的产品(不了解此行业,仅供参考)。
1、NP=VIN*TON/AE*BAC
从公式中我们得知,VIN、AE、BAC基本上认为是不变量。如果要减小变压器,只能从TON上做文章。方法有两点:1、减小DMAX(即减小TON);2、提高F(也是减小TON);
限制1:DMAX不可能无限减小,5V输出一般会用45V二极管;
限制2:开关频率一般不会无限制提高,一般上限是130KHZ;
(另外,需要注意的是小功率产品的开关损耗一般占主导地位,F低一点好)
限制3:开关频率高,DMAX小,如果气隙也小,那么LP也会较小,空载可能不稳定。
(低频设计,磁芯损耗尽管大,但是可以采用较好的磁芯材料来解决)
2、变压器优化设计
5V输出,NS一般取3-5T会比较好(如果电流较小,还可以适当增大,如10T左右,刚好满足平铺一层);
考虑到原边MOS、次级二极管的电压应力 以及较好的漏感控制, 匝数比一般取15-20左右较好;
如果上述两句话成立,NP会在60-100T之间(132KHZ)、100-200T(65kHz)(取决于输出功率及开关频率),另外NP最好刚满足平铺N层;
(不管采用何种频率,不管采用多大磁芯,建议NP都不要超过200T)
在满足空载的条件小,尽可能采用较高的KRP值;
(高KRP设计,还有一个原因,如果是电流模式控制,需要考虑到CS的采样电流幅度)
在空间足够的情况下,尽可能的采用较低的开关频率;
气隙控制在合理的范围(功率太小了,气隙大小已经没有印象了)。
3、如果真的要求那么小,多关注本行业内一些具有代表性的产品,多想想为什么这么做会少走很多弯路。
特别是开关频率、磁芯、CIN/COUT及半导体尺寸。
另外,小功率产品好像非常流行PSR之类的芯片,我并不了解这方面的知识。
4、成功与否,取决于两手之间,多试验,多观察。
如果功率小到一定程度时,书本往往起不了多大的帮助。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 不管有没有帮助,你没有功劳也有苦劳,首先要谢谢您的详细的回复,你对新手分析得很详细,对于一个新手来说,是多么的渴望的一件事情,如果能和你一起工作学习,那该多好呀!只是一种欲望呵呵!
在请教一个问题!就是在反激式开关电源里面,MOS管源极有个限流电阻接地,这个电阻阻值很小,功率偏大,请问凡凡师傅,一般这个电阻阻值怎么计算呢?我在程工的帖子上看到这么一个公式?Vcs÷Ipk÷120%=Rcs,Vcs怎么样得到的呢?还是怎么样算出来,还是每个IC芯片都有Vcs这个电压的值呢?是不是每个芯片都用这个公式计算Rcs吗? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不必太客气,论坛就是交流互动的平台。
对于分立控制器,芯片都会给出外部的VCS值,一般是固定值,VCS大约都在1V左右,是固定的,如3843等等芯片;
对于集成控制器,芯片大多是给出DS间的电流限值,如TOP系列的芯片;
对于集成控制器,也有给出VCS值的,如英飞凌的一些芯片;
对于分立控制器,你首先需要计算IP值,然后根据IP的大小,最后决定是采用RCS还是互感器,计算方法见各种芯片的规格书。
对于集成控制器,你同样需要计算IP值,然后根据IP的大小来选择(或者满足)合适的芯片。
VCS是固定值,如果变压器经过优化设计,IP一般也是固定值。
要留些裕量,RCS取多少合适?
其实这是一个很难回答的问题,取决于应用场合。1.2倍,在部分特定的条件下是成立的, |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢您!真是受益匪浅,谢谢你的回答!
请问:反激式电源的临界模式BCM和QR模式是一个模式吗? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我觉得应该是的,这要看怎么去定义。
一般大家的理解是:
BCM就是临界模式,随着输入电压、负载的变化,会逐渐向DCM或者CCM模式过渡;
QR模式也是“临界”模式,但随着输入电压、负载的变化,中载重载一直处于“临界”状态(轻载处于DCM模式)。
临界之所以打引号,因为我听说部分QR芯片并不是在第一个波谷关断,这种情景其实是属于DCM模式。
QR模式好像涉及到谐振、准谐振的概念,这个到底是怎么定义,我不是很清楚,这些芯片用的较少。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | |
CCM模式反激变换器设计
内容:列出了各种计算公式以及波形以及参考文献
参考文献:《开关电源手册》、《开关电源SPICE仿真与实用设计》以及PI的部分资料。
基本参数
最小直流电压Vdcmin:100V 开关频率F:65KHZ
最大直流电压Vdcmax:375V 反射电压VOR:120V
输出电压Vo:12V 原边开关管压降Vdson:0.5V
输出功率Po:100W(8.33A) 输出整流管压降Vd1:0.5V
变换效率η:0.9 VCC整流管压降Vd2:0.5V
次级匝数Ns:7T 磁芯:EER35/40
注:1、非实际产品,仅做举例;
2、因为HVDC电压的大小与Cin、温度密切相关,故不定义Vacmin;
3、原边电流的计算,其实是参考了《开关电源手册》,见p156--p180,110W反激变压器设计,
原文中定义的原边电流,IP2=3*IP1,即KRP=0.66。
本文中用X、Y、Z来描述原边电流,即固定X=10,Y为任意值,KRP也就为任意值。
4、损耗的计算参考了《开关电源仿真》p542,90W反激变压器设计
5、各种公式再陆续补充、修正;
6、计算结果利用了PI的电子数据计算表格核算,代入相关关键参数即可。
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第14--17步说明:
1、这一部分内容,选自《开关电源仿真》,深入研究请参考原文 。
2、不同的资料计算方法稍有不同,需要再查资料分析分析。
(关于开关损耗和导通损耗,上面的计算方法应该是正确的,参考《精通开关电源》第5章。最有可能会出现的问题是,测量的准确性如何,因为这会导致计算值与实际值相差2--5倍。)
下一张图片,磁性元器件计算或者是次级参数计算。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 小凡凡,能不能分享下RCD吸收里的R、C、D参数和RC缓冲网络中的R、C参数设计,以及控制环路的RC参数。环路这块感觉太复杂了,有前辈说过,刚开始不用管环路控制,因为搞也搞不来,以后再慢慢弄。。。是这样么? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | RCD缓冲电路有两个作用,第一个是限制半导体两端电压的上升速率或者是减小EMC干扰,第二个是钳位,要明白安装RCD缓冲的目的是什么。
如果仅仅是钳位,问题就简单了,你只需要把“多余”的能量储存在足够大的电容中,然后通过合适电阻的去消耗它,这里面没有太多的学问。
普通的中小功率ACDC变换器,钳位电容选择2200PF--0.1UF都是可以的。
漏感中储存的能量越大,开关频率越低,钳位电容的容量肯定会越大。
另外,钳位电容对材质、体积有一些要求,因为会发热。
电阻的计算也很简单,绕组或者半导体两端会有一个平台电压,直接计算就可以了。
电阻的阻值决定了功耗,电阻上到底要消耗多少功率,取决于漏感中存储的能量以及钳位电压的幅值。
例:100W的反激变换器,1%漏感,理论上你至少要消耗掉1W的功率,采用3W的电阻;
100W的反激变换器,2%漏感,理论上你至少要消耗掉2W的功率,采用6W的电阻;
尽管有一部分能量会通过MOS、二极管的开关损耗消耗掉,但R上的损耗大概就是这个比例,不会相差太大。
需要注意,钳位电压和二极管的开关速度、MOS管的驱动能力等等都有很大的关系。
如果RCD消耗的功率特别大,应该是别地地方出了问题。
控制环路的问题很难说明白,建议你参考《开关电源手册》第三部分,第八章,特别是P435页提到的方法三(最后两行文章)。
根据我多年的观察,大师们其实也都喜欢这么干。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 凡工,我请教一下,对于反激,我们知道Co一般都很大,但是如果是电源是两级的,那么Co应该可以小点吧?高频纹波大了有什么坏的影响? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1、两级滤波跟CO没有直接的关系;
如果CO过小,不仅寿命短,动态、过冲等性能都很难满足设计要求;
2、纹波大了有什么坏处,这个我还不太清楚。
不过我可以肯定的是,如果你要真这么干,客户投诉甚至不要的可能性大大增加.........
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我看到我们公司odm的电源纹波大的,所以才想到这种做法
我说的两级是比如反激之后我再接一级buck电路这样的两级电路,不知道这么叫对不对!
这样的话,反激的Co和buck的Cin是共用的,那么这里用的电容取两者的较大值呢?还是加起来的和? |
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| | | | | | | | | | | 电容的计算方法一般有三种:
第一种方法,根据期望获得的输出纹波电压来计算。详见《开关电源设计》第二版,王志强译,P76;采用这种方法,可以获得最小的电容量,通常情况下,如果采用普通的电解电容,其纹波电流一般满足不了(这种方法似乎比较适合于超高纹波电流电容、固态电容、瓷片电容)。
第二种方法,根据实际计算的输出纹波电流(有效电流),来选择输出电容,不考虑频率、温度系数。这种方法最可靠、也会最简单,但其结果会导致最高物料成本,此方法也是电容供应商比较推崇的方法。
第三种方法,根据产品所需的寿命,综合考虑开关频率、环境温度、电容温升等各种综合因素来计算输出电容。该计算方法很多教材和各种电容应用手册中均有提及。计算过程一般较为复杂,但可以获得最低的物料成本。另外采用这种方法,对测量技术也是一个很大的考验。
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| | | | | | | | | | | 5A的反激电源,输出电容有个4、5个,这很正常啊。
如果要想减小电容的容量、数量,可以采用高纹波电流的电解电容。
理论上也可以采用提高开关频率(也仅是理论上)。
输出电容,你只需要满足最小的容量和纹波电流值就行了。
输出端不一定非要4、5个电容。
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| | | | | | | | | 凡哥,谢谢你的回复。
1)之所以没加保险管、电感,是因为我的三相输入端是从主电源 引过来的,主电源有这些元器件的;
2)NTC 有加,加在整流后面;
3)R2、R4是DIP封装;
4)R11根据什么去选?还是在调试的过程中慢慢去修改其值呢?
5)你说用PNP三极管给Q1做加速关断;不是很理解。能解释下吗?能给个例子更好;
7)输出电容都明显小了,输出电容怎样选择还在学习中,有什么好的资料推荐下;
8)由于初涉电源,以前主要从事玩具这一块,没真正设计过电源,在这方面以后得多多跟前辈学学,多看论坛贴。 |
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| | | | | | | | | | | 另外这个电源规格如下:
输入AC380V+/- 20%,50HZ
输出两组:+12V,2.5A;+9V,1.5A.
效率:80%
反射电压VOR 选150V 不知合理不,磁芯选EI35,或EE30.
这电源是用来做主电源的辅助电源。 |
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| | | | | | | | | | | | | LO18-26C0513-03.pdf
可以学习一哈别人是怎么做的。
不过我还是建议你们直接去买成品,现在这种东西应该已经很便宜了。
不同行业的产品,有不同的设计规则、诀窍,有些测试项目你们可能连仪器都没有,自己设计最后可能得不偿失。
把主要的精力放在自己的优势上面,只是个人建议。
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| | | | | | | | | | | | | | | 凡哥说得很有道理。目前自己想学习下开关电源。就当练下手!目前也在淘宝上看了下别个的产品,很便宜,以后就直接买成品的。 |
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| | | | | 谢谢楼主分享这么多,谢谢!有时间能教下大家PFC电感设计,非常感谢! |
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| | | | | | | 本人新手,最近在做一个3V 500mA 的原边反馈开关电源,Ns112 T,Np 7T , 反馈17T,
Mos管 1N60,IC 贴片 CR6853,整流管5819, 带负载时压降太大,估计是变压器设计的不好,
可是不知道往哪些方面调整....有高手指点一下新人吗,先感谢了.. |
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| | | | | | | | | 补充下,Lp=4250uH,Dmax=0.327,Bmax=0.2 |
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| | | | | | | | | 带负载时压降太大是什么意思?是电压跌落的太厉害吗,如果是,可以从以下几方面入手:
(1)副边与采样绕组的耦合,变压器的绕制一定要平整,尽量保持一层铺满,可以适当的调整线径和圈数;
(2)芯片采样FB的补偿,电压跌落太厉害是你的负载 调整率不好,可能是采样电阻的选值不太正确;
(3)一般的PSR技术输出电压都在5V及以上,如果输出电压为3V的,确实比较难做。不知道这颗IC是延时一段时间采样还是在拐点采样,如果是延时一小段时间采样的话,输出二极管的管压降要考虑进去,会影响到你的输出电压的精度;而如果是拐点采样的话,就可以忽略二极管管压降的影响。
(4)可以适当的调整一下变压器匝比,你看datasheet,里面有固定的计算表达式;
我之前也做过一款PSR小功率的电源,这个比较难调试,不过最终产品还是量产了,不知道你做的是民用产品还是工业产品,如果是工业产品的话,你还要考虑高低温,这个对输出电压的精度影响也非常大。 |
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| | | | | | | | | | | | | 因为二极管的压降在高低温下会产生变化,会影响到你的输出电压精度。 |
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| | | | | | | | | 你是说空载电压很高,但是带负载时电压掉得很厉害是不是。我打个比方你的空载电压是5V,但是带负载时只有4.5V了是不是这个意思,假如是这样,那你是先把带负载时候的电压调到5V左右,也就是4.8V到5.2之间嘛!你在调空载电压!空载电压是用假负载来调式的,假负载越小,输出空载电压越小,你就 调到5V就可以了,那你带负载它就不会调下来了,原边就是这个鸟样,我们调试都是看4个段的负载电压变化,25%、50%、75%、100%,因为我们要算效率。
还有一种:你把空载电压调到了5V,但是你带25%的负载时,它飚到了5.4V,100%负载有降低到4.8V,这个我遇到过的事情,但是我调的是PSR 输出12V0.5A,是用5V1.5A来改的,当时我也很郁闷,空载是12V,但是25%的负载飚到12.4V,100%负载降到11.8V,这差距太大,不符合我们的要求,我只有Rcs电阻调小,就是加大过流点,25%的负载有12.9V,100%负载有12.2V,可以了!但是不是无限的调小,要看看芯片的规格书来调。调小这个负载以后(Ipk)原边峰值电流稍有增大,你要推算变压器有没有饱和。
还有调一下你的电感量:在25%的负载时,量一下VDS波形不能低于20K,小于20K你会听到有声音,假如是高于20K还有 声音,你就试拿变压器去浸油在来装上去通电看看还有没有声音,没有就OK了。我为什么要说调电感量,因为电感量和(Ipk)原边的峰值电流有关,电感量调得好,输入功率就会降低,那么效率就会上来,因为我是要调6级能效的,我每天都要绕5个以上的变压器去调,呵呵!我也是新手!
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| | | | | 凡凡同志,请教 反激式开关电源.doc
你一下单端反激式开关电源手机充电器设计的一些问题啊。请问反馈绕组匝数等参数怎么计算啊。新手上路,多多包涵。希望能讲解详细一点啊。最好分析原理哦。O(∩_∩)O谢谢
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| | | | | | | 这都好久之前的帖子了,请教一下你的单端反激式的开关频率是怎么确定的啊? |
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| | | | | | | | | 看你的是AC/DC还是DC/DC了。
如果是DC/DC,开关频率一般都在200KHz~350KHz范围;
如果是AC/DC,开关频率一般在65KHz~130KHz,之所以一般不超过150KHz,主要有两个方面:
(1)EMC传导测试的起始频率为150KHz,尽量让开关频率的二次谐波以上(包含)在150KHz以上;
(2)损耗;因为AC/DC主要采用高压的开关管,如果开关频率太高会引起损耗比较大; |
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| | | | | | | | | | | 是的,但DCDC不一定,如果产品体积不受限,多数还是在100KHZ左右。
另外,传统模块DCDC,开关频率都在300KHZ左右,现在似乎有迹象不那么干了。 |
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| | | | | | | | | 普通的ACDC,50、66、100、130KHZ这四个就可以了。
频率低于30KHZ,人的耳朵能听到噪声,产品体积也太大了,不划算。
频率高于100KHZ,开关损坏太大了,另外EMI也不好处理。
大部分产品的EMI传导测试频率,下限是150KHZ,所以最高开关频率一般不要超过130KHZ。
ACDC的开关频率在50-130KHZ之间都可以。
DCDC,根据产品体积的不同,一般都在50-300KHZ之间。
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| | | | | | | | | | | | | 没做个这玩意,看不懂这些公式。
很多芯片公司不是有微型逆变器的设计文档吗,我建议你按照那个东西来做。
如:microchip 并网太阳能微型逆变器参考设计
如果是反激,120KHZ,还真没有必要设计在DCM模式,不然磁芯的气隙怎么处理?
120KHZ,并且设计在DCM模式,你去看看他们选用的是什么类型的二极管,是碳化硅还是快恢复的,搞不好是后者。 |
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| | | | | | | 啊!自驱的?
我一点都不懂自驱啊!从来都没研究过。 |
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| | | | | 这些输入输出参数,保护特性标准列举一些看看,参考一下
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