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| | |  |  | | | | | | | 小功率的一般在桥后
至于为什么，这个就是成本问题了
想想你单放L，形不成LC滤波，那就要再加一级
再者就是空间不允许 |
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| | |  |  | | | | | | | 这个L1不都是应该放前面的吗，放后面怎么也说不通啊 ， 而且并联个电阻干嘛的？
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| | | | | | | | | | | | | | | 话说为什么下面的不加电阻？
功率不大，PI型滤波应该够了。前面再加个X估计更好 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 这个电感的两根线应该是相等的，如果说要放电，只需要在整流后的波形正电压的地方进行放电吧，整流后的波形线下没有波形所以不用并联电阻进行放电，是这个意思吧。如果放在整流桥的前面，就要都加电阻？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 还是要看实际需要
12W基本上还不需要到X，这个成本高了 |
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| | | | | | | | | | | | | 小功率都是放一个差模在后面形成π滤波，这颗电阻对10M作用的传导有很好的效果。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 我觉得这个放置位置没什么意思, 有意思的是因为放置的不同,产生的效果不一样,这个和EMI有绝对的关系, 只要不是低端1MHZ以下都可以这么放, 整流管属于易损器件，尤其是瞬间的大电流更容易烧掉整流管，将滤波器放置在整流桥前面，可以起到保护整流桥的作用（和放在桥后面相比），一般开关电源的输入滤波部分含有压敏电阻等可以抑制浪涌。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 整流桥一般不都是放在前面的吗。否则整流桥的噪音就没办法滤掉了， 就怕会影响PF值。如果后面使用非安规所要求的电容, 再缩减电路体积. 这样因为在整流桥的后面的话，可以使轻载的PF 值降低.而且对整流桥也是一种折磨啊， 就怕被击穿 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 在有的电路上没什么作用，但是我试过哦，在一块板上加了，10几M的位置降低了5个dB |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 空载时为了降低待机功耗工作在调频状态，间歇工作模式，空载电压会不稳定，加这个电阻就是一个假负载，稳定空载电压一般1K左右，小了增加损耗。 |
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| | | | | | | [size=14.399999618530273px]这个好像也没什么区别吧，对于电路设计来说，6级和5级修改还了哪些参数？ |
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| | | | | | | | | | | 真正做电源的话，也不会要求的那么仔细吧，除非是非常严格的单位 |
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| | | | | | | | | | | | | 6级的标准是要严格很多的。这个是一个认证，就像安规安规认证一样，你想进入别人的市场，
那就必须通过这个认证。不是什么单位严格不严格的问题，除非你不做这个市场了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 最近在论坛里一直听人说到5级啊6级啊, 但是真正要去设计的话,一般的公司没那么高的要求, 主要还是看客户的指定, 我考虑的是这些标准里哪些是比较普遍的要求被提高 |
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| | | | | | | | | 我觉得是因为外壳的安装尺寸不够, PCB尺寸太小, PCB画线的时候布置太紧张,这个元件往里面给靠了, 其他没关系, 就怕是对外壳产生什么不好的影响或者是里面的元件贴的太近, 引起一些不必要的干扰或影响 |
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| | | | | | | | | | | | | 元件用的少, 可能会把余量大的电子元件换成小的,比如同样规格的电解电容, 体积大的那种改成性能小的,那稳定性就会大大降低.所以在尺寸定死的情况下也不能减少一些保护类电路 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 是的，但目前市场上都在拼迷你价格，对于我们做电源的，我购买充电器不会追求小的。 |
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a、变压器设计。
5V2.4A方案设计 芯片：0B2542
1、输入:100-264V
2、输出：12V1A
3、效率：80%(5级能效77.8%，为便于生产故选80%）
4、Vcc：16V（选择VCC开启阀值）
5、工作频率：55K （50—65K一般外推三极管的选择50K工作频率）
6、工作模式：PFR模式
7、Dmax：0.45-0.5
8、ΔB：（Bs-Br）*n=ΔB=（390-55）*0.9=0.3T Bs：390mT/100℃ Br：55mT 各家参数不同安全值取0.3Tmax
DCM断续模式，ΔB大n选择90%，
CCM连续模式，电流不为零，ΔB变小，n取60% ΔB取值个人习惯
9、Vinmin、Vinmax计算：
Vinmin=Vacmin*1.2=90*1.2=108V
Vinmax=Vac*1.414=374
10、磁芯选择：
AP=【（Po/η+Po）*10000】/（2*ΔB*ƒ*J*Ku）
=【（12/0.80+12）*10000】/（2*0.3*55*1000*400*0.2）
=270000/2640000
=0.1022cm4
ƒ=55*1000 （Hz）
J电流密度=400
Ku绕组系数=0.2
EF20 AP=0.1013cm4 AE=33.5 mm2
设计经验：1、Ae值小效率低温度高，磁芯面积小扇热差，罐装磁芯辐射好，长宽磁芯漏感小。
2、Ae=Po*2 本人更喜欢这个公式Ae=12*2*1.4=33.6mm2
取：EF20：AE：33.5mm2
当然以上2种都可以选择。
11、Ton计算：
Ton=T*D
=1/55000*0.45
=8.18us
12、Np计算：
初级匝数：Np=VINmin*ton/ΔB/AE
Np=108*8.18/0.26/33.5
=101.43T 取整102T
13、NS计算：
次级匝数：NS=（Vo+Vd）*（1-Dmax)*NP/（VINmin*Dmax）
=（12+0.6）*（1-0.45）*102/（108*0.45）
=14.5T取整14T
14、N计算：
匝比计算：N=Np/Ns
=102/14
=7.29T
15、Iav计算
平均电流:Iav=Po/η/Vinmin
=12/0.8/108
=0.139A
16、Ipk计算：
峰值电流计算 Ipk=Ipk1+Ipk2=Iav*2/Dmax
=0.139*2/0.45
=0.617A
这里一直有个疑问，听人说过DCM峰值电流应该是CS脚阀值电压/CS电阻=Ipk 谁能讲解下
17、ΔI计算：
电流变化率计算：DCM Ipk1=O
ΔI=0.617
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| | | | | | | 18、电流有效值DCM：Irms=Ipk* 
=0.617*0.387 =0.239A
19、Lp计算：
初级电感量计算：Lp=Vinmin*ton/ΔI
=108*8.18/0.617
=1.43mH 因为变压器又正负范围所以这里我取1.2mH
20、验证是否饱和：ΔB=Lp*Ipk/Np/Ae=1.2*0.617/102/33.5=0.217T<0.3T
21、Ipks计算：
次级峰值电流：Ipks=Ipk*N
=0.617*7.29
=4.5A
22、Irmss计算：
次级有效值计算： Irms=Ispk*
=4.5A*0.42=1.9A
23、Dp计算
初级线径计算：Dp=(Irms/π/J)开根号*2
=0.21mm
J电流密度取5-7 个人习惯选最大值
24、Ds计算：
次级线径计算：Ds= *2
= 0.55A
J电流密度取6-8
25、Nvcc计算:
反馈绕组计算：Va=（Vo+Vd）/Ns=12.6/14=0.9V/T
Nvcc=Vcc/Va
=16/0.9
=17.7T 取17T
高频变压器的绕制：
目前，开关电源的设计已模块化和集成化，最关键和繁琐的就是高频变压器的计算和绕制。
1. 初级绕组必须在最里层：这样可以缩短每匝导线的长度，减小其分布电容，同时初级绕组还能被其他绕组屏蔽，降低其电磁干扰。
2. 初级绕组的起始端应接到MOSFET 漏极：利用初级绕组的其余部分和其他绕组将其屏蔽，较小从初级耦合到其他地方的电磁干扰。
3. 初级绕组设计成2 层以下：这样能把初级分布电容和漏感降到最低，在初级各层间加1 绝缘层，能将分布电容减小到原来的1/4 左右。
4. 绕制多路输出的次级绕组：输出功率最大的次级绕组应靠近初级，以减小漏感。如次级匝数少，无法绕满一层，可在匝间留间隙以便充满整个骨架，当然最好是采用多股并绕的方法。
5. 反馈绕组一般在最外层：此时反馈绕组与次级绕组间耦合最强，对输出电压的变化反应灵敏，还能减小反馈绕组与初级绕组的耦合程度以提高稳定性。
6. 屏蔽层的设计：在初、次级之间增加屏蔽层可减小共模干扰，最经济的办法是在初次级间专绕一层漆包线，一端接Vi（或Vd），另一端悬空并用绝缘带绝缘而不引出，线径可选0.35mm。但是因为线于线之间有间隙没有铜箔效果好。
7. 铜片屏蔽带：可用1 铜片环绕在变压器外部，构成屏蔽带，相当于短路环，对泄漏磁场起抑制作用，屏蔽带应与Vd 连通
8. 安全试验：变压器绕好后在外面缠3 层绝缘胶带，插入磁芯，浸入清漆，然后进行安全测试。对于110V电源，初次级间应能承受2000V 交流试验电压，持续时间60s，漏电距离为2.5～3mm；对于220V 电源，需承受3000V 的交流试验电压，漏电距离为5～6mm。各绕组首尾引出端需加绝缘套管，套管壁厚不得小于0.4mm。
9. 初级电感量的测量：将各次级绕组和反馈绕组全开路，用RLC 电桥测量初级电感Lp 的电感量
10. 初级漏感量的测量：将各次级绕组和反馈绕组全短路，用RLC 电桥测量初级电感Lp 的电感量，最好以接近工作频率测量，要求漏感小于5%Lp。 
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| | | | | | | | | | | 主要也就是一个最基本的反激式开关电源的设计计算一反激式开关电源的变压器设计, 如果针对每个人不同的参数可以对照使用的话, 确实很受用, 只可惜有些书本上的东西不一定准确, 还是要看自己的实例, 靠经验推敲 |
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| | | | | | | | | | | | | [size=14.399999618530273px]计算公式写的蛮齐全的，希望对我们新人有实际作用才好。最好有推导原理。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 他已经有推导了, 只是换个设计, 参数使用思路就会不同 |
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| | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分：109845
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积分:109845 版主 | | | | | | | | 你上学的时候学的东西都哪里去了？有公式还的有原理？这就好比在你饿的时候，别人给你一个馒头，你还期望别人嚼碎了喂你，这样的想法最终注定你会永远学不到什么东西。 |
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| | | | | | | | | b：器件选型
1、保险丝。
一般5W内我喜欢选择绕线电阻，超5W我都选择保险丝，也问过别人回答是因为绕线电阻承受浪涌电流的能力在30A左右，但是我也见过10W用绕线电阻的。
If=Iav/0.6*2 0.6为不带PCF
=0.139/0.6*2
=0.46A
额定输入240V选用250V是保险丝，这里我有个疑问输入范围264V为什么250V的保险丝安规让过，研究过没有结果。
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| | | | | | | | | | | 2、压敏电阻：V1ma=a*Vinmax/b/c a：电压波动系数1.2 b：压敏误差系数0.85 c：压敏老化系数 0.9
=1.2*374/0.85/0.9
=487.9V
浪涌波形发生器对外输出有2欧的电阻，打1KV差模浪涌时流通容量：1000/2*2=1000A
根据上述选型表选择7D471K
10W以下一般没问题上10W需要留个位置。
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| | | | | | | | | | | | | 3、 桥堆选择：
Vd=2√2*Vinmax=2*Vinmax=747V
加470V压敏防雷击后其残压越800V左右*1.1（它表示在规定的冲击电流Ip通过压敏电阻器两端所产生的电压此电压又称为残压，所以选用的压敏电阻的残压一定要小于被保护物的耐压水平。）
Vd=775*1.1=852.5V 471最大残压775V
BR1=5*Iav=5*0.139=0.695A
Pbr=2*Vf*Iav
选择1A1KV
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| | | | | | | | | | | | | | | 4、L1
差模电感，理论上电感越大EMI效果越好，但是差模电感大电感带来的是匝数多，分布电容大，可能会适得其反，所以我一般是在1mH-3mH实验。
此处先选用1mH的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 5、R16
小功率都是放一个差模在后面形成π滤波，这颗电阻对10M作用的传导有很好的效果。
我一般选择2.2-4.7K 0805即可 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 6、L2 选择1-5uH 主要是针对70M的EMI，并不是必须加，这个留个位置调试用。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 7、、R1R2启动电阻C3VCC电容：
IC启动工作方式，启动电阻给VCC电容充电，因电容两端的电压不能突变，要等VCC电容电压到Vcc开启阀值IC才开始工作。
电阻太小损耗加大，电阻太大启机时间长，一般我是按照应用电路典型值，这里R1、R2都取2.2M
Pw=（Vinmin—Vcc）2/R =0.0012W 1206 1/8=0.125W 1206耐压200V所以采用2颗
所以这里的R1：2.2M R2：2.2M C3:225/35V VCC最高电压25-28V 所以选择35V（因为结构问题所以体积小的贴片电容），电容太小，会使VCC供电不足，进入打嗝状态，一般取10uF，这里因为空间限制。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 8、D1、C1、R2，RCD钳位电路。
D1，开关管导通C1两端的电压大于Vds，截止通过C1释放，开关管关闭，Vds上升，ds结电容电压迅速升高D1导通，C1和结电容共同吸收电荷，压低结电容电压，防止击穿MOS。
二极管选择：耐压值大于1.2*Vds
RC取值网上很多，我也是套用：
Vsn（电容两端电压）=0.9*BVdss-Vin max=0.95*600-374=196V
VRO（反射电压）=（Vo+Vd)/（NS/NP）=12.6/14*102=91.8V
R=2（Vsn-Vor)*Vsn/（Lk*Ip*Ip*fs）=2*（196-91.8）*196/（30*0.617*0.617*60）
=40846.4/685.2.067
=59K 电阻功率太大损耗也大，选择120K
PR=Vsn*Vsn/R=196*196/120K=0.32W 使用2颗1206
对于这个公式计算功率我觉得不合适，但是一直也没找到合适的方法，哪位大神解下豁。根据计算这里需要3颗1206，才能满足功率，但是实际中2颗足以，也问过许多FAE，回答都是经验2颗即可。
钳位电容的值C=Vsn/（ΔV*R*fs）=196/（17.2*120*60）=0.0046uF=1.58nF 102/1KV
这个脉动电压ΔV取钳位电压Vsn的5%-10%
以上总结，算出来的结果还得再试验中得到验证，只能做个参考；所以我们应以计算为基础，根据实验来回调整，找到一个更适合你的值。
根据经验 R120K C102/1KV D1 1N4007
1、D选择慢管，对EMI好。
2、电容越大，电压峰值越小。
3、R越小峰值电压越小。
4、C越大，R越小，且震荡周期变长，也就是频率降低，EMI越好，但是损耗会较大，故折中选择。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 9、Q1、C6：
Q1选择4N60，
Vds=Vinmax+Vor+漏感（100V）+30（余量）
=374+92+100+30V=596 选择600V的 管子
根据温度，Vds再看是否需要调整。（电流大家是这么计算的，我们还没找到合适的计算方法，所以一般靠经验了。）
C6：吸收，对EMI有很大作用，一般47pF，先预留一个位置。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 10、D3：快速释放，减小开关管关短时的电压电流面积，也就是开关损耗，小电流小电压1N4148即可当泄放。
R6驱动电阻：IC驱动脚到MOS栅极导线产线走线电感，越小驱动电压上冲比较高震荡多会对MOS及其他期间性能产生影响，加电阻限流。一般取20-47欧姆。
开关速度会影响开关管损耗，，当然开关速度也会影响传导辐射。具体用多大电阻可以通过测开关管波形来选择最合适的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 11、Rcs(R7、R8)：
Rcs=Vcs/（IpK*1.2）=0.5/（0.617*1.2）=0.675 Rcs<0.675R 公司贴片电阻没有合适的取0.5R Vcs<Rcs*Ipk Vcs=Rcs*Ipk*1.2
PR=Irms*Vcs*2=0.239*0.5*2=0.239W 使用2颗1R电阻
R11 R12 C5：提高空载动态响应，根据IC要求，没做过研究一般采用推荐值。这里推荐值 R12:3.3K R11:7.5K C5:201/50V
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 12、
C4：环路补偿这个取值一般参照IC给个资料即可。
D2：VCC两级供电用于反馈和启动电路的隔离。电压高于VCC：28V 这里通常会加一个限流电阻防止芯片VCC脚过流损坏同时还可以调整VCC电压。I=Nvcc/R 耐压大于VCC过压即可。我这取了FR107 电阻6.8R
R12和R3高低压补偿电阻：控制高低压恒流（过流点），减小过流点偏差的偏差。高压Ipk小Cs电压小，低压Ipk大电压大。一般根据推荐值即可。
R13 R14 R15：FB采样电阻调节输出电压，PSR没有找到计算方式参考推荐值。
C8：原边反馈下篇电阻需要并一个，10pF-47pF的高频旁路电容，在变压器和开关管中有寄生参数的存在如寄生电容等，在开关管导通关闭的时候会产生尖峰和杂讯导致IC误动作。
经验：OB2542 在未加时短路不保护炸机。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 13、肖特基
D3肖特基选型。
I(标称电流)=Io*5倍 5A 具体根据封装综合选择。
反向电压= Vo + Vin(max) * Ns/Np +10V 选择100V
二极管损耗有导通损耗，所以尽量选择导通压降小，开关速度快的二极管。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 14、肖特基RC吸收
RC吸收
在一个吸收周期内，RC充放电能到稳态，所以每个开关周期，其吸收损耗的能量为：次级漏感尖峰能量+RC稳态充放电能量
并接在二极管两端的阻容串联元件在二极管开通或关断过程中,电压发生突变时,通过电阻对电容的充电将明显减 缓电压变化率整流二极管加入RC滤波以后，电压尖峰降低了，振铃震荡也抑制住了.选择合适的RC对电源可靠性及EMI/EMC很重要。
这里先取典型值：R9 20欧 C2：222/100V
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 15、输出电容.(CE3、CE4)
Cout 容量与最大输出电流Io 有关：电容的纹波电流要大于输出电流，满足这一项基本上容量就出来了，（也听人说过，纹波电流要大于输出峰值电流，请高手解惑）
纹波与容量有关管，减小纹波就是并联减小ESR和加大容量，或者加一个差模电感组成π滤波。
16、PSR方案相应速度慢，所以要加一颗1K-1.2K的假负载稳定其控制电压。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 17、Y电容：
根据初级峰值电压选取Y1，Y1参数交流额定工作电压250V 直流额定工作电压400V
二类产品漏电流小于0.25mA CY=Ileakage/2/π/ƒ/Vrmsmax=0.25/2/3.14/63/264*10-6=2.39nFmax 可以选择不超过2390pF的电容 我们先选择102/400V的，也可以选择2个Y2串联，电容串联容量减半，并联叠加。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 备注：
六、提高开关电源效率的方法：开关电源的大部分功耗是由MOSFET、控制芯片、钳位二极管、输出
整流管、共模扼流圈、整流桥所产生，其他元件的损耗较小。
1. 输出电压高的开关电源效率较高：适当选用较高的输出电压可提高电源效率
2. 采用低压降的肖特基整流二极管：因输出整流管的损耗约占全部损耗的1/4～1/5，是关键因素，选用
低压降、低损耗的肖特基二极管有优势，但肖特基管的击穿电压较低，注意不要击穿
3. 输出整流管的标称电流值至少为连续输出电流典型值的3 倍：可降低前向压降和温升造成的损耗
4. 提高初级电感量：使开关电源工作在连续模式可降低电流有效值及导线上的损耗
5. 初级钳位保护电路尽量不采用RCD 吸收电路：由TVS、SRD 组成的钳位电路损耗较低
6. 多路输出的高频变压器采用堆叠式绕法：可减小漏感
7. 适当增大输入整流桥、输出整流管的电流容量：降低前向压降而减低功耗
8. 条件允许情况下去掉最小负载电路：电阻要消耗功率
9. 选用 Pom 较大、Ron 较低的MOSFET 或包含MOSFET 的芯片：导通功耗较低
10. 给 MOSFET 和输出整流管加装散热片：高温工作状态的损耗会加大
11. 输入端接入NTC：仅在刚通电时起限流作用，工作时为热态（低阻），减小能量损耗
12. 正确估算输入滤波电容值：使输入纹波在适当范围内
13. 选择较大尺寸的磁芯：有助于降低磁芯损耗，还要选择低损耗的磁芯材料、合适的形状
14. 高频变压器的交变磁通量不得超过规定范围：典型值为0.04～0.075T，避免磁芯损耗增加
15. 输出滤波电容上的交流电流标称值应是纹波电流的1.5～2 倍：避免电容上损耗加大，甚至发热损坏
16. 开关电源应尽量工作在最大占空比Dmax 下：这时输出整流管正向电流增大，而反向压降则降低
17. 适当选择开关频率：开关频率高，变压器体积小，能提高效率，但磁损耗铜损耗、整流管开关管的开
关损耗也随之加大，导致效率降低。100kHz 较适中，电磁干扰也较弱。
18. 采用多股并绕方式绕制次级线圈：减小因高频趋肤效应产生的损耗，100kHz 时最大线径为0.4mm
19. 减小变压器初级漏感：漏感应为初级电感的1%～3%，漏感大效率低
20. 减小初级绕组匝数：漏感与初级绕组匝数的平方成正比，初级绕组不超过2 层能减小漏感和分布电容
21. 选用较大高宽比的磁芯：横截面接近正方形的磁芯有较大高宽比，漏感小，如EE、EI、ETD、EC 型
22. 使用三重绝缘线：用普通漆包线绕制初级和反馈级，用三重绝缘线绕次级，不需安全边距，体积小
七、开关电源的PCB 设计注意事项：因开关电源存在高压、大电流、高频脉冲信号，对PCB 绘制
有相应的特殊要求。
1. 初级绕组的引线要短：因变压器初级有高频电流通过，易造成电磁干扰，因此与C1、MOSFET 间的
引线应尽量短，使环路面积最小。
2. 漏极钳位电路引线要尽量短：TVS、SRD 与初级绕组间的引线也会造成电磁干扰，线短有利
3. MOSFET 的漏极应尽量靠近初级绕组的同名端和阻塞二极管的正极：也是为减小干扰
4. 输入电容C1 负极要直接连到MOSFET 源极：连线间不应有其他分支线，分支线在外侧接入
5. Y 电容应通过宽而短的导线分别接至相应返回端：Y 电容目的是降低干扰
6. MOSFET 的源极要和初级绕组直接相连：其间会流过高压脉冲大电流，易对其他电路造成干扰
7. 反馈级整流管和滤波电容要尽量靠近反馈绕组和控制端：避免外来电磁干扰的影响
8. 输出整流二极管和滤波电容要靠近次级绕组：减小环路面积并使用宽导线以承受较大电流
9. MOSFET 源极要采用单点接地法：亦称开尔文Kelvin 连接，几处分支线在源极处汇合
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积分:109845 版主 | | | | | | | | | | | | | RCD吸收电容上的电压，实际是达不到Vsn的，你这里的VSN，是理论上的最高电压，实际电压会比反射电压高一些（看你漏感的大小，漏感大电压会高）如果是反射电压91V左右的话，电容上电压应该不会超过150V，那么总功率不会超过0.2W，所以选择2个1206功率是够的。 |
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| | | | | | | | | | | 上面的章节分的很详细啊，这个DIY的原理说明非常好，值得支持，我也来贴一些辅助引导的文字，以供我们这些新人一起学习和进步。
补充一句，对于你电路的每一个零件的选取要写就要写的详细， 最重要的是要让我们新人懂得原理。 |
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| | | | | | | | | | | | | 对于压敏电阻，最重要的参数当然是压敏电压，任何压敏电阻对于加在两端的电压都是有一条曲线的电压-电阻曲线，压敏电压就是可以简单理解为转折电压，到了这个压敏电压，压敏电阻的阻值急剧下降，电阻非常小了，注意压敏电阻是并联在线路输入端是保护后面电路的，当电阻急剧变小后，总电路电流会非常大引起空开或电路的短路保护动作，然后切断线路输。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 桥堆选择
如果对交流电的波形要求不严，可以用一个二极管串接在变压器二次线圈上即可。注意二极管的允许电流要大于使用电流，另外变压器的二次线圈电压要略高于使用电压，因为整流后要损失一部分电压。
如果对电压波形要求较严，就必须使用全桥整流。全桥堆电压损失较少。
你如果对此了解不清，可以把工作电流告诉销售商，二极管和桥堆技术参数有此项指标。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 不知道你对这段话究竟理解没有。我们有时候用二极管代替整流桥，并不是说对交流的波形要求
不够严格，只是一个二极管的实现的功率可以满足我们的设计要求，降低成本罢了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 有没有搞错思路? 是用四个二极管代替整流桥吧? 一个怎么够? 可能有见过用2个的.
目前大家都用的10A600V以上的整流硅桥, 而大功率的二极管不如硅桥的散热好
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| | | | | | | | | | | | | | | 当电阻急剧变小后，总电路电流会非常大引起空开或电路的短路保护动作，然后切断线路输入？？
这种情况在电源的设计中是不允许的？你见过做浪涌测试的时候允许跳闸或者烧保险吗？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 细分来问哦, 电阻怎么会突然变小的? 电流突然变小倒是有可能, 一般金属类的电阻加热后都会阻值增大, 也有说温度升高电阻变小,是不是说的不是同一类电阻? |
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| | | | | | | | | 楼主：
你好！
问题：'在初级各层间加1 绝缘层，能将分布电容减小到原来的1/4 左右''也即如初级绕了3层，在1-2和2-3之间加绝缘层，实施起来不好操作（骨架有多余脚还可以），不知道楼主有什么解决方发?
谢谢！
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积分:109845 版主 | | | | | | 绝缘层，不是屏蔽层，不需要骨架管脚的，你是不是理解错了？ |
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| | | | | | | | | | | | | 专家，我的理解是这个寄生电容引起开关震荡频率，及一次侧二次侧噪声传递，对于噪声我一般是加Y电容提供回路，还没有碰见其他实质性的问题，能举例说说带来的影响嘛 |
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| | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分：109845
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| | | | | | | | | | | | | | | 这个没什么不好操作的，本来就要绕胶纸，绕多一层罢了，这有多难？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | 其实我一般这么做，都是加Y电容，EMI又好，对手机来说，还降低共模干扰，对差模来说，测的更准抑制了噪声，但是有负载不能加Y电容的时候就要考虑了。 |
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| | | | | | | | | | | 关于这个PFR模式有没有详细的解释?
看到资料说, Pfr 和 Prr 为开关损耗,在一定的工作频率下,Pfr 由 Ufp 和 TFR 决定,Prr ...两种模式各有优缺点, 要根据不同场合、不同需要,选择不同的工作模式.
好象不是你说的... |
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| | | | | | YTDFWANGWEI- 积分：109845
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积分:109845 版主 | | | | | | | 你到底知道不知道你自己说的是什么？一会开关损耗，一会工作模式？同一时刻你脑子里还有两个人在打架？ |
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| | | | | | | 帮你解惑：你算出来的Ipk为正常工作时的Ipk，但是你选的CS电阻是你OCP时的Ipk，不知道这样说你能否理解了？ |
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| | | | | | | 这个效率80%是按大家普遍认同的效率来设计的, 数字由自己设定, 好奇为什么不选85%或者90%提高一些, 也可以按高功率因素来设计成和其他人一样的93%啊, 这样不是更好? |
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| | | | | | | | | 我不知道大家这样计算的起源是那来的，我都是按能效等级超2个点计算，也不知道对不对，反正设计出来的没有问题过。 |
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| | | | YTDFWANGWEI- 积分：109845
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积分:109845 版主 | | | | | 效率选择多少，是看输出指标来设计的，不是自己想设定多少就设定多少，12W输出，跟60W输出能一样吗？给你做个1W输出的，你也按照90%设置效率？ |
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| | | | | | | | | | | 专家请教个问题，我有款机，用三极管做开关管高压空载和低压过流，20%炸机，换了一家管子就好了，问题是师傅教的是主要看CB耐压，可是管子寄回去给供应商分析他说我们CE耐压选小了，三极管的结构应该是CBE，也就是CB击穿了才能直接加到CE，有什么情况下电压是直接加在CE上的。 |
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| | | | | | | Dmax：0.45-0.5
ΔB：（Bs-Br）*n=ΔB=（390-55）*0.9=0.3T Bs：390mT/100℃ Br：55mT 各家参数不同安全值取0.3Tmax
DCM断续模式，ΔB大n选择90%，
CCM连续模式，电流不为零，ΔB变小，n取60% ΔB取值个人习惯
这2条可以详细解释下吗?
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| | | | | | | | | 计算的时候按照比较恶劣的情况算，实际使用才有余量。 |
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| | | | | | | | | | | 哦, 明白了， 所以占空比要尽量方波的下沿长为恶劣情况, 那现在的方波就是高电平0.45, 低电平0.55, 一般最好的情况是各一半啊 .
关于电流密度, 怎么他之前说400, 后来又说是6-8呢 |
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| | | | | | YTDFWANGWEI- 积分：109845
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积分:109845 版主 | | | | | | | 你家的0.45比0.55还高？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | [size=14.399999618530273px]高电平代表0.45 ?
[size=14.399999618530273px]下面这个地代表0.55 ？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | [size=14.399999618530273px]应该是对的。
[size=14.399999618530273px]占空比指方波而言，是指方波高电平时间与方波周期的比值。
[size=14.399999618530273px]从方波信号的时域波形上可以看出方波占空比的大小。
[size=14.399999618530273px]现在看起来，这个波形高的地方是0.3
[size=14.399999618530273px]0.3/1=占空比0.3
[size=14.399999618530273px] |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | [size=14.399999618530273px]都是被排挤的人啊 |
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| | | | | | | | | 关于最大占空比，这是电流型控制模式，超出0.5会带来不稳定性，再深我也没研究过了。 |
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| | | YTDFWANGWEI- 积分：109845
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积分:109845 版主 | | | | 关于16调，说的DCM峰值电压是CS脚阀值电压除以CS电阻，这是指原边限流时候的最大峰值电流，而不是正常工作时候的峰值电流，也就是说，你目前的计算方式是对的。正常工作最大电流0.617A，但如果你选择1欧姆取样电阻，那峰值电流达到1A的时候，才会进入功率限制。 |
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| | | | | 这反激电路画的多简化，我就喜欢简化的，看的懂，哈哈。 |
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| | | | | 这个楼主真心的不错，是个好人，居然把设计思路也写了上来，值得表扬，你比那些只知道放电路图只知道画PCB的强多了，支持！
希望继续尽可能把你的设计思路，电路选择原因，电子零件选择原因，以及以后的测试细节，说的更加详细，我代表论坛的新人们谢谢你！ |
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| | | | | | | | | 我也没做几年，相当于刚起步，那就让我们一起从基础理论开始研究吧，总觉得这里的高手懂的过多，我们基础比较一般，得把基础打的牢靠点。一起努力吧。 |
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| | | | | YTDFWANGWEI- 积分：109845
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| | | | | | | | | | | | | 谢谢专家表扬，更希望能指点指点，挑出我错误理解的地方，最近项目太多，我会尽快更新，结案。 |
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| | | | | | | | | 对于一个新手来说，把一些基本设计思路讲了这么多, 已经很不容易了, 至于这个设计最后做到一个什么地步, 也要看有没有比较新颖的设计思路。 我觉得重点还是在于把每个细节讲解出来, 对新手自己也是理解上的帮助. |
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| | | | | | | | | | | | | 谢谢捧场，我写出来是想大家多指出我错误理解的地方，让我能改善，提高。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 对于元件的讲解说的不错, 还没说完吧, 目前只看到变压器, 保险丝, 压敏电阻,整流桥,电感, 电容.RCD,MOS(最好用更详细的),输出二极管, 周边元件, 有了元件表, 但缺少对回路的见解, 比如辅助的工作原理 |
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| | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分：109845
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积分:109845 版主 | | | | | | | | | | 他就是瞎扯蛋，连人家图纸都没看，只是想当然认为电路肯定存在辅助绕组而已。也就是说，在回复的时候，根本不是根究人家的东西相应的提问或回答，而是根据自己脑子里的东西，为了回复而回复。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 我和楼主都不是高手中的高手, 对于这个设计想不到不用芯片就能做成的方法 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不是人人都可以象高手中的高手一样不用芯片就完成电源设计的 |
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| | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分：109845
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- 帖子：45918
积分:109845 版主 | | | | | | | | | | 哪里说到不用芯片了？你看看你前面说的是什么？辅助绕组好不好？自己错了就错了，纠正就完了，胡搅蛮缠干嘛？这个跟高手低手有什么关系？这个只跟人品有关。 |
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| | | | | [size=13.63636302947998px]5级能效有啥要求，可以抽空给讲讲 |
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| | | | | | | 空载功耗0.3W以内，效率比如5V1A 68.2%min，有客户专门要求过ERP测试 |
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1A 80.52%
0.75A 80.81%
0.5A 80.73%
0.25A 79.2%
平均效率：80.3%
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不要意思写错了
470/1KV 47pF 大了影响效率 |
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，这个没注意。
继续完善哦
,你仔细看看前面的帖子，这个电阻变小，可是那个梦说的。看看前面的帖子再来问行不？ 
BC的耐压？？？开通就是个0.7V typ.，你选什么呢？？？
，这个原理图已经够简单的了，总共加起来也就30来个物料，还需要回路的详细讲解吗？另外你说的辅助的工作原理问题，不太清楚你指的是什么辅助？
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