居然还找到了当年的设计笔记，一起共享了（因为几年前的东西了，设计思想、方法可能落后，设计考虑也难免失误，大家将就着看，如有问题，也多半没有答案，请谅解）。
电压跟随LED电源设计笔记
1、电压跟随指标：
设计最低输入电压100VAC，Vpk=142V，对应母线电压取170V，压差28V
设计最高输入电压277VAC，Vpk=392V，对应母线电压取420V，压差28V
即恒压差
校核：
极端最低输入电压 85VAC，Vpk=120V，对应母线电压148V，压差28V
极端最高输入电压305VAC，Vpk=431V，对应母线电压459V，超过450V电解耐压！
输出功率85V0.3A，整机效率90%，则输入功率：P=85*0.3/0.9=28.33W
2、输出分压及过压保护设计：
按设计最高输入电压277VAC核算，Vpk=392V，而电解耐压450V，即过压保护值ΔV=58V。
根据6562文档，过压保护电流Iop=40uA，得到采样上电阻值：
R1=ΔV/Iop=1.45MΩ，取1.5 MΩ
6562限压保护值为37uA，对应电压Vpp=R1*37uA=55.5V，输出滤波电解的容值要足够大，确保在最不利条件下输出纹波电压不得大于此值，以免在正常运行中引起限压或者过压保护。
采样下电阻值：R2=1500K*2.5/(420-2.5)=8.98K，取9.1K
小电解设计：
采用较小的电解会引起较大的纹波，即：增加Vpp值可使用较小的电解容量，为此将设计最高输入电压调低至264VAC，Vpk=373V，对应母线电压401V，重复上述过程，得到：
ΔV=450-373=77V
R1=77/40=1.925 MΩ，取2MΩ，
R2=1925K*2.5/(401-2.5)=12.08K，取12K
Vpp=2.0*37=74V，由此配置输出滤波电解（2*4.7uF）。
R1损耗校核：Pr1=450*450/R1=101mW，分担到2个1MΩ电阻，每只50mW。
在设计最高输入电压264VA时，Vo=401V，此损耗影响效率0.1/28.33=0.357%。
在设计最低输入电压100VA时，Vo=100*1.4142+28=169.4V，此时损耗为Pr=169.4*169.4/(2000+12)=14.26mW，影响效率0.01426/28.33=0.05%。
3、输入分压及电流采样设计：
为简单起见，输入上分压电阻R3采用输出分压同样的电阻值，即1+1 MΩ
根据6562手册：
输入下分压电阻R4的适当阻值应该使乘法器输入电压处于一个最合适的值，即最高输入电压277VAC的峰值392V时，Vmult的最大值不得超过3.25V，可获得最大线性调节范围，由此得到：
R4=2000K*3.25/(392-3.25) =16.7K，
若取15K，反算R3=1820K，即Vmult=15/(1820+15)*392=3.20V，刚好在线性区内
若取18K，反算R3=2200K，即Vmult=18/(2200+18)*392=3.18V，刚好在线性区内
若取20K，反算R3=2410K，即Vmult=20/(2410+20)*392=3.22V，刚好在线性区内
实际电路中，跟随电压采样从R3的1/2处引出，故R31=820K，R32=R33=2MΩ
根据以上采用值：
在设计最低输入电压100VAC时，
Vmult=15/(1820+15)*142=1.16V
在极端最低输入电压 85VAC时，
Vmult=15/(1820+15)*120=0.98V
Rcs的确定：
根据乘法器特性图，只要Vcs电压不大于1.1V，则全电压范围（0.98~3.2V）内均处于线性工作区以内。由此确定Rcs电阻值：
按设计最低输入电压计算，
输入峰值电流=28.33/100*1.4142=401mA，
临界模式Boost峰值电流为其2倍，再考虑10%断续系数，即Ics=401*2*1.1=882mA，
有：Rcs=Vcs/Ics=1.1/0.882=1.25Ω，即为Rcs上限。
Rcs取值过高效率降低，也可能脱离乘法器的线性工作区，降低PF
Rcs取值过低效率提高，但缩小了乘法器的线性工作区间，即降低了乘法器的分辨率，也会降低PF。
实际取值1Ω左右为宜。
4、过零采样设计：
根据6562数据手册，ZCD过零采样电流2uA，有效电压2.1V，切换电压1.6V，灌拉电流2.5mA，据此设计过零采样电路：
在工频峰值时，全电压范围内，设计的电压跟随值：28V
有效电压2.1V，为动作可靠，取50%富裕量，即3.15V，
设ZCD采样电阻R5=68K，2uA电压降为0.068*2=0.136V，为得到3.15V引脚电压，采样端电压为3.15+0.136=3.286V
因此：采样绕组最大匝比为28:3.286=8.52:1，若原边230匝，则付边至少230/8.52=26.99匝，取27匝。
电流应力校核：
在最高电压277VAC时，峰值电压392V（负），母线电压420V（正28V）
按匝比8.52计，即负40.9V和正2.92V
最大拉电流Ilm=40.9/68=0.60mA，未超过了最大允许拉电流2.5 mA。
最大灌电流Igm=420/9.583/68=0.644mA，未超过了最大允许灌电流2.5 mA。
按2.5 mA计，采样电阻最小值R5=420/8.52/2.5=19.7kΩ，取22K kΩ
功率应力校核：
按有效值时刻校核R5损耗，此时负电压为277/8.52=32.5V，其中
正电压为(420-277)/8.52=16.8V，占空比为：(420-277):420=0.34，则R5上产生的最大功率消耗为：P=16.8*16.8/22*(1-0.34)+ 32.8*32.8/22*0.34=24.8mW
在最低电压时损耗更低，忽略不计。
5、跟随电路设计：
跟随控制电路采用如图电路，其中：
通过R33前采样与输入电压采样电路共用，由三极管Q组成最简单的运算放大跟踪电路，为保持稳定，由R7、R8、R9引入负反馈，放大器增益基本由此决定，避免了三极管参数离散性带来的问题，以便获得量产一致性。
电容C1的作用是对Vin的馒头波实行积分，使跟随电路输出一个直流电平。实际上，适当的C1取值，还可以使跟随电路的输出的纹波抵消一部分由R1、R2组成的输出电压采样电路在INV脚产生的纹波，使得控制纹波总体更小，以便即使在最低输入电压状态下仍然可以采用较小的输出滤波电解容量而不至于因为纹波过大引发起过压保护。
调试要点：
为加深负反馈，一般希望R7尽量小、R9尽量大，这里暂定R7=1 MΩ
在设计最高输入电压264VAC时，给出一个尽量大的R9，调整R8使R10、D1上的电流刚好为0（即跟随电路刚好失去作用，输出电压完全由R1、R2组成的分压电路控制决定）。由此决定R8、R9取值。
在设计最低输入电压100VAC时，调整R10使INV引脚电压为2.5V，即Boost输出电压：
Vo=100*1.4142+28=170V。
由此得到一个R10的值。
继而，在设计高输入电压220VAC时，观察Boost输出电压是否等于：
Vo=220*1.4142+28=339V。
如果此时输出电压偏低，应降低R6取值，反之亦然。
重复以上2步骤，最后确定R6、R10取值。
最后需校核一下在设计最高输入电压264VAC时是否刚好是跟随电路的临界动作值。
需要注意的是，由于INV端为高阻端，D1的反向漏电流将影响该端电压设计值，实际应该根据Vo的情况适当调整R2电阻值与之匹配。
6、VCC及后级变压器设计：
查6562VCC电压：上电13V，掉电10.3V，为配合耐压16V滤波电容，采用VCC=16V。
VCC电压来自后级8103的FB采样绕组，设计输出电压85V
考虑一定充电余量，暂定采样绕组输出正电压20V，对应变压器匝比为85:20=4.25:1，由此确定辅助绕组匝数。
磁芯EFD15线径0.265，142/4.5=32
磁芯EFD15线径0.28，128:26，0.42mm，970uH，2只串
根据输出电流0.3A，得到原边峰值电流为2I=0.6A，考虑10%的断续系数和30%的饱和安全余量，得到临界饱和电流为：0.3*2*1.1*1.3=0.86A。
线径电流密度按6A/mm2计算，输出0.3A电流
可采用线径为0.25的漆包线绕制。
此线径可在EPC13磁芯骨架上绕满6层，共Tf=133匝。
则，付边匝数为：Ts=133/5=27匝
仿真得到：此匝数要获得0.86A临界饱和电流，需气隙0.45mm，对应电感量880uH。
实测绕组直流电阻值：Rr=1.15Ω
或者采用线径为0.225的漆包线，绕满7层，共Tf=175匝。付边，气隙0.64mm，对应电感量1.1mH，电阻
7、前级变压器设计：
按设计最低输入电压110VAC计算
根据：
输出功率85V0.3A，整机效率90%，则输入功率：
P=85*0.3/0.9=28.33W
按最低输入电压85VAC计算：输入电流=28.33/85=333mA，
线径电流密度按8A/mm2计算，输入0.333A电流可采用线径为0.224的漆包线绕制。
此线径可在EDF15磁芯骨架上绕满7层，共Tf=230：35匝。2.49Ω
或者在EPC13磁芯骨架上绕满7层，共Tf=175匝。
磁芯EFD15线径0.265，142/4.5=32, 0.69mm, 810uH, 1.12Ω
则，付边匝数为：Ts=180/6=30匝
输入峰值电流=28.33/85*1.4142=471mA，
临界模式Boost峰值电流为其2倍，再考虑10%断续系数和30%的饱和安全余量，得到临界饱和电流为： 0.471*2*1.1*1.3=1.35A。
仿真得到：此匝数要获得1.35A临界饱和电流，需气隙0.78mm，对应电感量1mH。
或者绕6层153匝，对应气隙0.66mm，电感量820uH
实测绕组直流电阻值：Rr=1.15Ω
8、效率优化设计（略）
本帖最后由 nc965 于 2016-1-24 10:03 编辑
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，母线电压分压平滑后（还兼做输入欠压保护的采样）给一个NPN射随器对6562的vfb进行分流，只需编程射随器的射极电阻就可以设置跟随窗口。没用到vcc及补偿网络。由于6562基准电压本身不高，所以三极管vbe的温度特性会造成输出电压一定比例的温飘。
津公网安备 12010402000296号