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| |  |  | | | | | | 哎呀，多不好意思~~不过还是希望能够一起讨论问题~~嘿嘿
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| | | | | | | | | 多谢帅哥！~~希望可以一起讨论问题！共同进步！
本帖最后由 gy200812 于 2016-8-18 14:07 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | 为啥女的做数字控制多呢，男的硬件比较多哈，我们公司也是这样子！ 
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| | | | | |  | | | | | | | | | | | 搞硬件是个体力活呀，总不能自己调个机器还让别人帮忙搬吧，  |
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| | | | | | | 忙了两天，今天继续~~~
前级boost电路的控制，无论内环还是外环，都是控制的直流量，并且控制目标为外环的电压（即PV板的电压），内环仅仅是为了控制结构的稳定性（对这句不理解的童鞋可以单独回复我）。所以boost级的控制参数设计仅以开环bode图能够实现高增益（系统稳定的前提下）为目标即可。
我们主要讨论后级inverter的控制，inverter的电感电流为被控电流，间接的也是并网电流的控制量（LC滤波器情况，LCL滤波器不在这里讨论），因此inverter电流内环的电流波形质量的控制非常关键。
对了，我们之所以可以把前后级的控制分开讨论，是因为中间母线大电容在开关小信号级上是相当于短路的，也就是前后级被母线大电容解耦。
我们先给出inverter级的电路模型以及控制框图：
根据电路推演，可以得出电流内环以及Vbus电压外环的双环控制框图：
逆变器可以看做一个稳态工作点在变化的buck电路，所以建立小信号模型时候类似于buck电路，建模过程呢，简单说一下，首先将电网Vg看做一个扰动量，在建模时候不加考虑。先对储能元件（通常是电感和电容）列出微分方程，然后对微分方程中的变量（随着开关闭合会变化的量）加入小信号扰动，然后化解方程，将不含微分因子项和微分因子乘积的项均去掉，然后对剩下的部分做拉氏变换，就会得到小信号模型，将两个小信号模型方程（电容一个，电感一个）化解就会得到占空比到电感电流的传函或者占空比到电容电压的传函。那么单相并网逆变器的占空比到电感电流的传函如下：
看起来很简单是不是，呵呵
其bode图如下：相角为-180度时候，幅值仍然大于0分贝，因此系统不稳定；系统起始相角为-90，如果使用純积分控制，则起始相角会变成-180，且没有响应的零点来拉回相角，因此电流环调节器必须是带有一个零点、一个积分（起始幅值斜率为-40db/dec，可以提高低频部分的增益，减小低频部分稳态误差）的环节，那么PI调节器就是这样的控制器。
加入PI调节器后的开环bode图：在mathcad中动态调整Kp、Ki的值，保证在低频增益足够高（穿越频率足够大）的情况下，使幅值穿越0分贝线时候相角值大于-180度大约20db以上。这样系统即稳定又稳态误差又小。
大家平时肯定也有经验，就是对交流信号控制的时候，总是不能完全跟踪，即输出与给定是由静差的。这一点可以从bode图上看出来，在50Hz处，可以看到其增益是一个有限值，根据我们前面所说，对某一频率信号实现无静差控制的条件是其开环增益在此频率点的增益为无限大，比如一个带积分环节的传递函数，在0HZ（即直流）处的增益就是无限大的。因此PI调节器可以对直流信号实现无静差控制。那么交流信号，通常频率为50Hz，在此处的开环增益往往不是无限大，因此通常调节器对交流信号往往是有差控制，这也是输出并网电流THD形成的一个原因。
为了解决在50Hz处增益的问题，现在很多人使用比例谐振调节器（PR），这个调节器在谐振频率处可以使增益达到一个比较高的点。我先放上传递函数和bode图：
其中红色的为幅频特性，坐标轴为左侧的，棕色虚线为相频特性，坐标轴为右侧的。可以看出，幅频特性在50Hz（谐振频率）处的增益很大。
当然无图无真相，无实验无说服力，下面PO仿真波形VS实验波形：
当然我们肉眼凡胎，看不出差别，下面上THD分析：其中Ithd1为对电流波形的THD测量：结果显而易见。
当然，有的同学说这不行，你得弄点让我们从波形上能看出来的东东证明，那好吧。
我们看看在小功率的时候控制情况对比：（白底图为仿真对比，黑图为实验对比）
在PI调节器的控制下，波形的基波分量已经偏离给定正弦波太多，而PR调节器控制下，电流的基波分量仍然跟随给定信号。
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| | | | | | | | | 在确定好内环的调节器参数之后，可以设计母线外环了，母线外环的设计需要注意一点，单相光伏并网逆变器与功率因数校正电路（PFC）有相似的地方，就是流入电网（PFC电路是流出电网）的电流必须为正弦，因此母线环的设计就不能将带宽设计的太高。先把控制框图PO上再说：
电流环设计好之后可以合并为一个环节。整个框图就会简化为图中下面的框图。
首先明确一点，由于并网功率的脉动（50HZ电压乘以50Hz电流，所以交流功率为100Hz的脉动功率），导致中间母线上出现100Hz的纹波（即二次纹波），而这个二次纹波会影响到并网电流的谐波，导致并网电流中出现严重的3次谐波，也是导致并网电流THD大的主要原因。从控制框图可以中看出，bus电压环的调节器输出再乘以单位正弦信号sinwt就是电流环的参考输入，那么这个bus电压环调节器输出中如果含有2次纹波，那么电流环的参考输入信号中就会含有3次谐波。这个3次谐波是电流环的调节器如何设计都去不掉的，因为它在给定的参考信号里。
所以从并网电流的THD的角度来考虑，最理想的情况就是bus电压环的PI调节器输出为一个平直的信号。而从控制框图中我们可以看到，BUS的参考信号是给定的定值，没有问题，但是BUS的采样反馈信号是含有2次纹波的，它们的差值也是含有2次纹波的，所以这就需要BUS的调节器能够滤除差值信号中的2次纹波（调节器的实质就是一个滤波器），2次纹波通常是100Hz，所以BUS的PI调节器的带宽不能高于100Hz，为了滤除100Hz，通常设定在50Hz以下。那么这样BUS环的调节器带宽很低，增益必然也很低，所以BUS的动态响应必然不会快，稳态误差有可能也会受到影响。
一般情况下，就只能面对这个现实了，呵呵，在追求输出电流THD的是时候就要牺牲母线环路的带宽和增益，万事没有完美，大家懂的。 
本帖最后由 gy200812 于 2016-7-20 14:08 编辑
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| | | | | | | | | | | 即便输出电流3次谐波与母线环带宽增益不可兼得，那也不可任之妄为，对不对！数字控制嘛，只要中断时间还有，只要ROM还能放得下，那就要争取最后一丝希望，没羞没臊的干下去~~~
母线环不甘心那么点点带宽和增益，不然母线稳不住，大局hold不住，肿么办？不就是个2次纹波么，单挑它！
前面说了PR调节器可以单独提高50Hz的增益，那么现在我们用个陷波器，单独滤除100Hz的增益。陷波器是个虾米玩意呢？实际就是个带阻滤波器，他的传递函数以及bode图如下：fc为陷波器的中心频率，fb为陷波的宽度。
把这个环节加在BUS环的PI调节器之后，和sinwt相乘的信号之前。就可以把电流环给定中的3次谐波大大减小。（因为2次纹波乘以sinwt，出来就是3次谐波）。
本来这个也要有仿真波形和实验波形对比，但是我把实验的波形搞丢了，没找到，现在机器也不在我手里啦，也不能现取波形了，但是我有仿真波形验证，呵呵！
首先来不加陷波器时候的电流波形以及其THD分析：红色为电感电流波形，蓝色为电流参考信号波形；可以看出正弦波稍微有点“偏头”，这实际就是由于3次谐波稍大，右下角的可以看到THD为6.2%左右（感觉THD挺大是不，呵呵，因为仿真的THD分析是一直分析到500kHz，大约1万次谐波，而实验中THD一般分析到50次左右。）
对波形进行FFT分析，可以看到3次谐波含量有1A左右！
下面的波形是加入陷波器之后的仿真结果：
波形“偏头”不明显了，从右下角可以看到THD为4.7%左右。
对此波形进行FFT分析可见，3次谐波仅剩0.03A左右！
当然有的童鞋会说，我没用你所谓的陷波器，电流也没有这么偏头的厉害。我前面说过，疯狂降低BUS环路的增益和带宽，是可以实现对电流环3次谐波的抑制的。
当然所有事情有得必有失，无论PR调节器还是陷波器，都对DSP的能力（精度和运算速度）要求比较高。
本帖最后由 gy200812 于 2016-8-11 16:08 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | 最后一个part，控制器的离散化。即 将s域的控制器转化为数字代码中的控制器。
首先要明确一点，任何调节器、滤波器离散化成为代码的时候都是固定的格式，就是如下：
y(n) = k 1*y(n-1) + k 2*y(n-2) + ... + k N*y(n-N) + k N+1*e(n) + k N+2*e(n-1) + ... + k N+N*e(n-N)
其中y(n)为调节器的最新输出，y(n-1)、y(n-2)为前一次、前2次的输出。
其中e(n)为调节器的最新输入（参考-反馈的误差），e(n-1)、e(n-2)为前一次、前2次的输入。
具体要取到多少旧值，取决于调节器或者滤波器传递函数s的最高次幂。
然后要在每次计算之后更新旧值,例如：
y(n-2) = y(n-1);
y(n-1) = y(n);
e(n-2) = e(n-1);
e(n-1) = e(n);
具体看下面分析：
我们以PI调节器为例。PI调节器的传递函数如下：其中Kp为增益系数，Ki为积分时间常数。
在将其离散化之前，先要确定采样周期Ts，也就是多长时间进行一次计算。
将上式写成时域方程式为：
然后对上式进行离散化，以求和代替积分，采用矩形法进行数值积分，分别得到第k-1次和第k次采样时刻调节器的输出为：
其中Ts为计算周期。
将两式做差可得出两个相邻时刻调节器输出的增量，并且写出PI调节器的差分方程：
记得每次计算完要对旧值更新哦！
还有一种稍微简洁一点的方法，直接用s与z的关系式代入调节器传函中，如下：
然后将这个含有z的式子写成如下的形式（因为上式中z的最高次幂是1，所以下式中为z -1，如果上式中最高次幂是2，那么下式则要继续加上z -2项，当然其系数是以此类推的，比如，a2、b2等），然后将对等位置的系数找出来：
然后将其中黄色的式子展开可得：
将绿色式子中与z -1相乘的相写成x(k-1),也即上一次的计算值。如果有z -2，则相应的量写成x(k-2)。得到如下式子：
然后将上面的系数代入紫色的式子中就可得到调节器的差分方程：
和前面的方法得到是一样的。
我们可以验证一下：
无论用系统带的PI模块还是自己写的PI程序，用相同的系数，都可以得到同样的电流波形。我前面所以的实验波形都是用这样的方法得到的控制器的离散化参数的。PR调节器也是类似的做法。我通常用的第2中方法。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 帖子前级BOOST和后级Inverter的控制环路分析的很到位，但是前级BOOST有一个很重要的没说，那就MPPT，前边环路应该是限压，调功率； |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我主要说环路控制，MPPT属于算法啦，就没一起讨论。有兴趣可以另外讨论的，呵呵
你说得对，前面boost的电压环作用就是控制PV的电压实现限制电压和调整功率。
MPPT我用的是扰动观察法，外加每半个小时的防阴影扫描。效果及格。
本帖最后由 gy200812 于 2016-8-11 11:42 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 哈哈，光伏确实歇菜啦，我从微逆做到1MW集装箱，各个功率段都完了，最后回老家做开关电源，一直想写点什么，对在光伏几年的一个交代 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 那你更是经验丰富啦。我现在不知道该搞啥了，你们谁能给指个明道儿~~
本帖最后由 gy200812 于 2016-8-11 14:53 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 楼主，具体到产品，控制器用TI的2803X系列，资源是否足够？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你的开关频率准备定多少？2803x的主频我隐约记得是60MHz，我用的28069是90MHz，我的开关频率是18K，也就是说55us里必须计算完一次控制程序。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 2803x的主频是60MHz，我现在的开关频率是58.5k,现在我看了开关频率定多少有疑问：
1。为什么对于写软件的主频越高越好？
2.本人用2803x，在CLA先对相关变量采样，用PI控制输出电压或者输出电流实现恒压、恒流，然后计算占空比，有没有什么办法知道计算完一次控制程序的时间？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1：主频越高，计算一次的速度越快，就越能在一个开关周期内计算完。
2：在程序计算开始设置一个IO为高电平，在计算最后设置这个IO为低电平，这样用示波器观察高电平的时间就是计算所用的时间。
本帖最后由 gy200812 于 2016-8-27 14:24 编辑
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| | | | | | | | | | |  | | | | | | | | | | | | | | 我在大学也是用到这个方法，只不过大学学的电机控制，2808 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 恩，了解我也用过2808。不过现在好像这款芯片不太好买了
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 美女楼主，我现在的环路的PI Kp和Ki都是试凑的，没有好的方法？本人刚毕业，初进电源行业，建模的不懂，有没什么资料，发来学习学习。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | PI参数的设计，肯定是要先建模的。这是个积累的过程，没有哪个资料能一下子说通这个事情，只能慢慢学习。
总体来说，要先学会电力电子系统建模，然后学会自动控制理论。这两个方面都有教科书书可以看。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 环路的补偿参数是可以算出来的，但需要先建模，然后根据模型进行环路参数的补偿。
1.想了解电力电子建模的话，可以仔细看一下 《Fundamentals of Power Electronics》中的Part2 部分，一定要仔细看，看完你就知道怎么建模了，当然这部分 也有讲补偿。
2. 有了模型之后，再写成从控制到输出的传递函数，再根据此传函进行补偿（补偿就是首先要系统稳定，然后再去优化动态响应），这方面的书可以看以下
《Feedback control of Dynamic Systems》，这本书着重环路的补偿方法。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 写的真心不错，看的出来应该是个智商较高的妹子 ，请教几个问题：
1. 关于控制器的设计，Kp/Ki参数的选取，实际代码中用标幺值和实际值对Kp/Ki参数是否是一样的（简单说用标幺值和实际值是不是应该是不同的控制器参数）？
2. 未加前馈时，用PI和PR时输入电流的THDi分别是1.885% / 1.613%，差别不是很大（18k的开关频率这THDi感觉很好了，比我们UPS的PFC好太多）。 如果加入电网电压前馈后两种控制方式THDi有多大差别呢？
本帖最后由 uuniao 于 2016-8-22 22:26 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 首先感谢肯定我的智商
第一个问题:控制器的设计，以PI调节器为例，我不知道什么是标幺值和实际值，通常实际中会写成这样的形式：
其中的Kp、Ki就是其实际的PI参数。
而在代码中通常会写成这样的形式：
y(n) = y(n-1) + K1 * e(n) - K2 * e(n-1)，其中K1和K2是否就是你所说的标幺值？
将上面的Kp、Ki转化为下面的K1、K2的过程就是控制器的离散化，用我前面的方法离散化之后，会得到：
K1 = Kp*(1+ Ts*/Ki),
K2 = Kp
这就是PI调节器实际参数与代码中参数的转化关系。
本帖最后由 gy200812 于 2016-8-23 09:41 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我再想想 本帖最后由 clwclw 于 2016-8-24 17:28 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 但是你乘以Ts是什么意思？
本帖最后由 clwclw 于 2016-8-24 17:53 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我明白了....计算机采样量化做数值逼近，用求和来代替积分是吧....所以Ts就是采样周期是么... |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 聪明，就是的，呵呵，数字计算是有采样周期的，这个会对PI调节器有影响，就是在这里！
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 新人求教，采样周期是指的AD采样间隔吗，那么你在前面提到的程序计算时间和这个时间之间的关系是怎样的啊，不是程序执行完 一次进行一次采样吗，我可以理解为采样周期比程序执行一次计算的周期要长吗？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个结果和做z变换之后一样吗，或者是是用哪个转换算子做的Z变换？还是别的方法？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 用的是s=（1-z-1）/Ts。
如果用写成积分的方法一步步化解也是这个结果。具体见本帖48楼
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 第二个问题：
我刚看了我前面的内容，我的PI和PR对比波形好像就是在加了电网前馈下得到的。
因为不加电网前馈时候，PI控制器下的电流波形往往相位跟不准。这个也可以从本帖44楼的最后波形里看出来。
另外，你说那个THDi只有1.8%，那是我为了纯粹对比PI和PR，所以没有加母线电压环时候做的，直流侧直接加的直流电压源。如果有母线环的话，母线的二次纹波带到里面，电流里面的3次谐波就会很重，你懂的。和PFC一样。 ，但这并不影响PR和PI的对比结果优势。
本帖最后由 gy200812 于 2016-8-23 09:47 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我先回答下第1个问题： 标幺不标幺，仅仅是表现形式不同而已，对于模型来说，其环路补偿参数没有任何变化。 （我语文极差，不知道说明白木有）
第2个问题： 我也想知道答案。。。 另外关于THD ，我觉的控制算法只是影响因素的一个方面，电感值，开关频率这两个量对THD的影响极其关键。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电感和开关频率对THD的影响在高次谐波，控制参数的影响在低次谐波，通常低次谐波对THD的影响要严重一些。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 本帖48楼基本说了如何把PI调节器离散化。但是看你的语气，应该是还没弄过，需要更基础的东西。我先给你说下PI调节器的代码怎么写，然后资料我整理一下后续再发。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | PI调节器的代码：
yn = yn1 + Kp*(1+ Ts/Ki) * en - Kp * en1; <------- 这句主要是PI调节器的计算，其中Kp和Ki就是PI调节器的参数。
if(yn >= ynmax)
{
yn = ynmax;
}
if(yn <= -ynmax)
{
yn = -ynmax;
} <----------这几行是对调节器输出进行限幅
yn1 = yn;
en1 = en; <----------这两句是对旧的计算值进行更新
是不是看上去很简单，呵呵，你先看代码里面有什么不明白的？
本帖最后由 gy200812 于 2016-8-24 16:40 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我从网上下了一个，看明白了...不知道你那个-Kp*en1还有Ts是什么...一般不是定义Ki=Kp/Ti么
Sample是当前采样值,Position是目标值
int PIDPro(float Sample, float Position)
{
int DAOut;
ErrPres=Position-Sample; //E(k)=R(k)-S(k)
PPro=Kp*ErrPres; //Pp(k)=Kp*E(k)
PInt=Ki*ErrPres+PIntPrev; //Pi(k)=Ki*E(k)+Pi(k-1)
PDif=Kd*(ErrPres-ErrPrev); //Pd(k)=Kd*[E(k)-E(k-1)]
VolOut=PPro+PInt+PDif; //P(k)=Pp(k)+Pi(k)+Pd(k)
ErrPrev=ErrPres; //P(k-1)=P(k)
PIntPrev=PInt; //Pi(k-1)=Pi(k)
DAOut=(int)VolOut;
if(DAOut>UpperLimit)
DAOut=UpperLimit; //Upper Limit
if(DAOut<LowerLimit)
DAOut=LowerLimit; //Low Limit
return DAOut;
}
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你下载的这个是PID，我的是PI，但是你下载的和我的有本质的不同，就是其中的参数到底是什么！
我的代码里面Kp、Ki就是真实的PI调节器参数，你用模拟仿真也是同样的参数。
而你下载的代码里面的参数则是离散化之后的形式参数，你根本不知道它的真实调节器参数是什么。你看本帖175楼里面的K1和K2，和你下载这个程序中的Kp、Ki、Kd是同样的意思。
本帖最后由 gy200812 于 2016-8-24 21:34 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 新人求教，采样周期是指的AD采样间隔吗，那么你在前面提到的程序计算时间和这个时间之间的关系是怎样的啊，不是程序执行完 一次进行一次采样吗，我可以理解为采样周期比程序执行一次计算的周期 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 请教这个限幅的取值一般有什么讲究吗和仿真的有没有什么差异性
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 没有啥差别，我的仿真和我的实验代码都是对应的。只不过转化成数字量而已 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | s域转Z域，也可以用mathlab 命令"c2d()"
例如：
Ts=10e-3 %采样时间
s=tf('s')
Gc=1/(1+s) %传递函数表达式
c2d(Gc,Ts,'matched')
% SYSD = C2D(SYSC,Ts,METHOD) converts the continuous-time LTI
% model SYSC to a discrete-time model SYSD with sample time Ts.
% The string METHOD selects the discretization method among the
% following:
%
% 'zoh' Zero-order hold on the inputs
% 'foh' Linear interpolation of inputs (triangle appx.)
% 'impulse' Impulse-invariant discretization
% 'tustin' Bilinear (Tustin) approximation.
% 'matched' Matched pole-zero method (for SISO systems only).
运算结果
Ts =
0.0100
Transfer function:
s
Transfer function:
1
-----
s + 1
Transfer function:
0.00995
--------
z - 0.99
Sampling time: 0.01
这种方法等到的参数就只剩下数值了，没有了解释表达
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我从做s域到z域转换来没用过matlab，我都是自己用mathcad化解的。呵呵。自己化解思路比较清晰。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 图中的电压环误差信号。为什么不是固定值380减母线电压采样值，而是图中的母线电压采样值减380，这个地方没有弄明白
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 因为这里控制的是系统的输入电压。对于逆变器来说，bus是输入电压。为了形成负反馈，这里要用反馈减参考。 |
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| | | | | | | | | | | xkw1cn- 积分：132676
- |
- 主题：37519
- |
- 帖子：55816
积分:132676 版主 | | | | | | | | | | | | 几乎所有双环控制的电压变换；都是内环电流外环电压。这是电源源低内阻特性所决定。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 到底谁减谁，你在控制框图里面推一下就可以知道了，能形成负反馈就行。比如说电流内环：参考-反馈时，当反馈增大时候-->误差量减小--> PI调节器输出减小-->占空比减小-->电感电流减小-->反馈量下降。形成一个负反馈。
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| | | | | | | | | | | 妹子，分析的好友道理，期待将选定的控制器参数转化为数字控制代码中的参数哦 |
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| | | | | | | | | | | 楼主你还，双闭环控制框图中，电感电流IL后，为什么要乘以（-1）？
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| | | | | | | | | | | | | 如果写成参考-反馈，就要乘以-1，因为电感电流 的参考正方向定义和电压的不一致。电流正向流动时候，电压减小，所以要乘以-1。实际操作的时候用反馈-参考就不用乘以-1了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | “电感电流 的参考正方向定义和电压的不一致”中的电压，是指母线还是电感两端的电压？
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| | | | | | | | | | | | | | | 并网逆变器，假若以电感电流流入电网为参考正方向，那么电压的参考正方向应该怎么定义？这个电压是指母线电压还是电感的两端的电压？求大牛姐姐解疑啊
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| | | | | | | | | | | "bus电压环的调节器输出再乘以单位正弦信号sinwt就是电流环的参考输入",这句话怎么理解呢，我一直不明白为什么电压误差信号经过电压调节器之后作为电流环参考信号是什么意思。。
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| | | | | | | | | 所有计算都是用mathcad完成，仿真用的是psim 本帖最后由 gy200812 于 2016-8-19 11:56 编辑
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| | | | | | | | | 你好，能不能麻烦你帮忙解释一下关于“前级boost电流内环仅仅是为了控制结构的稳定”这句话，比较理解不来，谢谢了
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| | | | | | | | | | | 啊，刚看到，我说的是“仅仅”，这个词用得不对，实际上用双环有3个作用：
1、电流限幅。当光伏曲线为低电压大电流的时候，可以对电流环给定进行限幅以保证系统安全工作在一个非最大功率点的位置。
第一点很好理解，对外环的输出（即内环的给定）限幅，就可以对电流进行限幅，保证其不会超过额定电流稳定工作。
2、防止电感电流变化太快而造成器件损坏或者电感饱和。
3、电压环降阶，电压环由二阶振荡系统变为一阶系统。
第2条和第3条可以一起解释。
先来看一下单环和双环的仿真结果对比：下图中，在输入功率突然增加的时候，同样是从4A突变到16A，双闭环系统的电流振荡明显好很多，因此第2条就很好解释。
那么为什么会出先这个情况，就是第三条。单环系统的传递函数是一个二阶振荡环节，而双闭环系统则是一个一阶系统。
我们从传递函数和bode图来看：
第一图是从占空比到电压的传递函数及bode图，即只有一个电压环时候，其传递函数有一对共轭极点，所以有一个振荡点。用PI调节器去控制，这个振荡怎么都会存在，表现在波形上就是上图的情况。
而加入电流内环以后，电流内环调好之后，整个电流内环的闭环会化解为一个比例环节（在电流环带宽范围内），电压环就会降阶为一个一阶系统，不会存在振荡现象了。
当光伏曲线为低电压大电流的时候，可以对电流环给定进行限幅以保证系统安全工作在一个非最大功率点的位光伏曲线为低电压大电流的时候，可以对电流环给定进行限幅以保证系统安全工作在一个非最大功率点的位
本帖最后由 gy200812 于 2016-8-8 14:07 编辑
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| | | | | | | | | | | | | 非常感谢你的回答，明白了，这个平时还真没往这里想，谢谢！
这里的电流环需要相对电压环速度快吗，但是电压MPPT环速度较慢所以电流环的速度要求可以低一些？还有就是MPPT的速度由什么决定啊
本帖最后由 小柯 于 2016-8-10 12:00 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | 电流环当然越快越好，当然要先保证系统的稳定裕度。外环电压环肯定比电流环慢。
MPPT的速度和电压环的速度是两码事。MPPT速度决定的是多长时间改变一次电压的参考给定，电压环的速度决定的是多长时间可以跟踪上给定。后者的速度必须远快于前者，否则就扯了。
本帖最后由 gy200812 于 2016-8-10 14:34 编辑
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| | | | | | | | | 楼主，问下H6桥除了用PR控制，还有没有别的控制策略比如重复控制，无差拍控制之类的.....还有就是，能不能设计一种专门应用在H6桥的控制策略，可以拥有H4桥达到不了的优势？？
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| | | | | | | | | | | 首先你要明白一点，控制方法对波形的影响频段一般在低频的部分，最多几Khz 的地方。而不同调制方法（H6和H4）对波形的影响频率在开关频率级别，即几十Khz的地方。所以用什么控制方法，针对H6和H4，在宏观上看不到区别。
本帖最后由 gy200812 于 2016-8-25 09:46 编辑
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| | | | | | | | | | | H4和H6的差别，优势在于当用H6进行单极性调制的时候，电路的共模比较小，L线N线与地之间的电压是工频跳动的。而H4用单极性调制的时候，L和N线与地之间的电压是高频跳动的。如果H4用双极性调制，效率会比较低，且会在过零处出现过零畸变，不好准确补偿。
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| | | | | | | | | | | | | | | 已经发到了你的邮箱了，请查收。如果不会用可以问我，或者给你发个例子。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 欢迎在这里讨论，psim还是挺好用的，这几年我一直在用这个软件 |
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| | | | | | | | | @gy200812 LZ 您好，两个问题：
1、能不能讲解一下前级的光伏boost的控制，在这里，假设boost后的目标电压为400V（为了单相逆变），那么在双环控制中，是以什么来作为目标值呢？是光伏mppt的电压为目标值，还是以直流母线的电压（400V）为目标值？
2、另外手画的后级的逆变控制环节能不能写出推到过程？作为初学者没看明白  。
谢谢，刚注册，第一次回复。
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| | | | | | | | | | | 您好：
1、boost双环控制，内环控制目标为boost电感电流。外环控制目标为PV电池板电压，也就是boost的输入电压。母线电压由后级逆变器的外环控制，（逆变器内环控制逆变器的电感电流）。
2、你说的是图中哪个部分的推导？
 本帖最后由 gy200812 于 2016-9-6 14:58 编辑
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| | | | | | | | | | | | | @gy200812 非常感谢你的回复。
1、可不可以怎么理解，如果单纯的光伏boost，母线电压是没办法控制的？
2、由于本身不是控制专业出身的，对于控制的知识比较薄弱，如果方便，能把boost的控制环和逆变的控制环的传递函数的推导过程写出来。谢谢。
再次谢谢回，希望能继续请教下去。
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| | | | | | | | | | | | | | | 1、如果只有boost，系统多半不是直接并网的，而是给蓄电池充电，充电的话当然不控母线（boost输出端电压）了。
2、推导过程可以有，等我整理一下，一两天回复你。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | @gy200812
1、你说的对，昨天匆忙回复没说准确，我的意思是，有没有可能有这样一个系统，离网型的系统，没有电池，只有光伏+逆变？
如果有，母线电压又该如何控制呢？
2、谢谢。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你的意识是光伏系统拓扑还是boost+逆变，但是逆变输出不接电网，而是独立运行带负载什么的，对吗？
如果这样的话，逆变器是要控制其交流电压的。那么中间的母线只能由boost来控制，这样的话boost的输入端电压就无法控制了。因此这样的系统是不行的。如果独立运行不并网，应该是要加蓄电池的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | @gy200812
我说的就是这个意思，谢谢。
如果方便是否可以给个联系方式，便于以后请教。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这么公开的地方留联系方式不太好吧，呵呵。你可以留下，  |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | @gy00812
请看私信。
本帖最后由 lonfaye 于 2016-9-8 08:56 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我先放一张通常电流闭环的控制系统的框图说：除了调节器和iL(s)/d(s)这两个环节，其他的环节都可以根据电路直接写出来，而调节器是需要设计的。
其他几个环节如下图解释：
而这里需要自己推导的几乎只有iL(s)/d(s)，也就是所谓的建模，这个推导结果根据电路不同也不同。推导方法如果是定频的电路，通常用的是开关周期平均法加小信号扰动法。逆变器实际可以看成稳态工作点在变化的buck电路，所以其建模过程可依照buck电路来进行：
这样就推出了iL(s)/d(s)，可以画出bode图了，然后就可以设计PI了。就是我帖子里的部分。
本帖最后由 gy200812 于 2016-9-8 10:32 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | @gy200812
这个控制环路我研究了一下，其中的小信号扰动是如何加进去的不是很明白？
可否对一个实际的东西，比如说一个电路，来进行分析。这样会有直观的感受。
否则对我来说有点抽象。 
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 亲，这个就是对单相光伏逆变器的啊。已经针对这个电路了啊。
小信号的加入就是直接给变化的量加入一个小扰动，比如iL=IL+delt i。
只给在开关周期内变化的量加入。图中Vbus和Vg，在开关周期内看做不变的，所以不加。而电感是在开关周期内变化的，所以需要加。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | @gy200812
我的意思是PI调节器的输出怎么和duty cycle联系起来的，PWM输出的duty cycle又怎么和扰动变量联系起来的？
换句话说，从你图中（如下所示），似乎怎么联系起来的？
Q
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | PI调节器的输出不就是和三角波比较的么，比较的结果不就是占空比么，PWM环节意思就是将调制信号（PI调节器的输出）和三角载波相比较的过程。占空比加扰动不就是 在D上面加么。
小信号建模的步骤就是这样的。
图中这个过程就是电流环路的固定结构么。因为我们能够控制的就是占空比，所以我们要找出占空比到电感电流的关系，才能建立控制模型。
本帖最后由 gy200812 于 2016-9-9 14:21 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 在定频条件下buck的推导过程中，将Ton和Toff两个过程写成微分形式是否合理一些。平均化过程就相当于计算一个开关周期的积分然后除以开关周期Ts，这样就可以得到il的平均表达式。表达式求一次全微分就有小型号模型的传递函数了（这个实质上与加入扰动，然后忽略扰动项乘积是等效的，求微分过程就是忽略了高阶无穷小 ）。
图片给出的结果不知道是否有经过简化，这个结果与附件文档有一些不一样。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1、你说的微分方程反推的方法是对的，但是适合于简单的微分方程，一旦复杂起来微分方程就不太好写。加扰动的方法是很多建模书上给出的方法，用起来也比较简单。
2、你是说我的结果和你的附件结果不一样吗？
这两个确实不一样，因为你的附件推导的是buck带电阻负载时候的情况，而我的buck推导的是逆变器并网时候的等效结果，相当于buck的输出接的是电网（电压源）的情况。所以肯定不一样。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是否可以说因为输出是链接一个电压源，输出电容电压就要跟随电压源变化，这样电路只剩下电感这个状态变量，这时候电路模型就是一个一阶系统。
另外想请教一个问题，psim 加入.dll 是怎样弄得呢？有没有例子呢，，有的话发一份给我（ shiyongxie@126.com）
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1、确实是这样的。
2、可以给你发一个例子，不过这.dll文件里面的程序需要另外的编程软件来形成。我用的是VC，将程序在VC里面写好，生成.dll文件。
不过今天不上班，我的资料在公司，今天发不成了，你懂得，呵呵。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 弄了个把星期发现psim仿真是不错的。
看到有提做PLL的方法，兴致一来，看了一些文章正好做个PLL仿真练习一下。这里用的PLL方法是SOGI的方法，具体也就是产生一个正交的正弦信号，然后在进行ab->dq变换最后转换成类似三相锁相的方法。可以看看附件，也是比较简单的。
做好PLL后利用了楼主给出的逆变模型，做了简单的仿真，看上去效果勉强可以。由于不是做逆变器，只是做来玩玩，没有在DSP上跑，细节的东西也没有弄（起码PLL锁相成功后才发PWM，仿真电路就写函数控制），有兴趣的可以去在实际电路上试试，如果有做出来希望可以将结果发一下出来。 下面是一下仿真的结果：
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SOGI 电路图
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仿真波形1
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仿真波形2
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PLL_invt.rar
26.56 KB, 下载次数: 928, 下载积分: 财富 -2
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你们这两种结果 应该是电压模式和电流模式控制环路之间的差别。
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| | | | | | | | | | | | | 为什么电流环的控制误差值，是iref - ifb,而电压环的控制误差值为Vfb -Vref ？控制框图中的电感电流后端的（-1）代表什么意思？
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| | | | | | | | | 你好，我想问一下，前端反激+后端全桥逆变的这个拓扑结构跟你分析的这个Boost+Inverter拓扑结构区别在什么地方？那反激加全桥的这种结构怎么分析会比较好？求教，另外方便留个联系方式么？想询问您一点技术问题，非常感谢
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| | | | | | | | | | | flyback+inverter的结构一般用在微逆吧，功率在一两百瓦内，并且需要隔离。boost+inverter的一般用在组窜式里面，功率在几个kw的。
另外，咨询问题可以就在这里么，呵呵
本帖最后由 gy200812 于 2016-9-9 09:24 编辑
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| | | | | | | | | | | | | 好吧，可以讲一讲反激加全桥的一个控制原理吗？好像也是电压前馈加电流环？搞不清楚，可以稍微讲一讲吗？或者有资料可以参考借鉴吗？非常感谢
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| | | | | | | | | | | | | | | 电压前馈加电流环是逆变器那一级的控制，和boost+inverter一样。不一样的就是反激的部分。 |
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| | | | | | | | | 光伏工作的交流频率是个范围，请问下在全范围PR控制效果如何，谢谢
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| | | | | | | | | 你好，反馈函数H(S)的表达式是多少，用1表示行不 |
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| | | | | | | | | 想请教下大神，psim里面的pr控制器应该怎么搭建？第一次用psim不是很熟悉额。
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| | | | | | | | | | | 楼主的bode图也是用mathcad画的吗？好不好用？只用过matlab。
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| | | | | | | | | | | | | 全是用mathcad画的，挺好用的。如果需要mathcad安装包可以提供。
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| | | | | | | | | | | | | | | 好长的帖子啊，你又没有做输入电流控制，使得输入电流是平直的无波动
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 拜读帖子时就已经关注了~ 工程师妹子的理论知识真的太扎实了~！强烈要求爆照~！！  另外，软件方面还没接触过，可以提供一些打基础的资料么？
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| | | | | | | 我刚开始看，就有疑问了，希望妹子答疑，后级的D3,D4是起什么作用啊？
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| | | | | | | | | 这个拓扑叫H6，在单相光伏逆变器中应用很普遍。
在电感电流的正半波周期里，在某一个开关周期内，电感电流上升时候，S1、S5、S6导通；电感电流下降（续流时候）时候，S5和D3导通；负半波对称分析；
所以D3和D4分别是正负半波里面电感电流续流时候的通路。
本帖最后由 gy200812 于 2016-7-20 14:12 编辑
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| | | | | | | 没有看到离散化过程中的零阶保持器，ZOH也会对系统稳定性产生影响，不知道大神是怎么分析的z域的稳定性的？求指教 |
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| | | | | | | | | 我说的方法是直接在应用中如何处理成代码的形式，不讲理论，因为理论的东西书上有，就我多年前在学校的时候，看完那些理论我仍然不知道如何把调节器实际应用写到数字控制代码中是如何转换，所以这里我就直接说怎么用。零阶保持器或者一阶保持器，实际中就是s与z的替换关系以及计算的延时的环节如何表示，数字控制对系统稳定性的影响，最核心的就是数字控制的计算延时，通常就是前面所说的计算周期T，系统中有了延时环节，就会对稳定性造成影响。在前面的电流环bode图设计的时候，我在传递函数里加的迟滞环节e -sT，其中T就是数字计算周期（当然也可以包括其他的延时），也就是控制的计算延时，加上这个环节之后如果系统仍旧稳定，那么基本是可以的。现在我再把图拿出来说一下：下面这两个图里。第一张图是加入e -sT的伯德图，可见其相角裕度仅有30°左右。第2张图里是同样PI参数下，没有加入e -sT环节的bode图，其相角裕度有50°多。可见有了这个数字延时之后，系统的稳定裕度是下降了。所以一定要在分析稳定性的时候加入数字控制的延时环节e -sT，这样才能得到可靠的参数。
本帖最后由 gy200812 于 2016-8-3 10:06 编辑
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| | | | | | | | | | | 多谢指导~！还有一个问题想请教一下，控制框图中的"Kpwm"是母线电压除以载波幅值，但是数字控制中是直接发出的pwm波，那这个载波幅值指的是微控制器的pwm模块中的计数器的周期值吗？烦请指导，在此谢过！
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| | | | | | | | | | | | | 是计数器周期值，要把它换算成模拟值，为：（计数器周期/4095）*3.3V，其中4095为AD采样的最大值，3.3V为AD采样口最大电压
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 以TI的28069为例，将模拟信号采样到AD的时候，AD口电压范围是0~3.3V，AD口的位数为12位，也就是最大值为4095。那么将模拟量转换为数字量的公式为：（采样口电压值/3.3V）/4095。反过来，将计数周期值转换为模拟值就是(计数周期值/4095)*3.3V。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这样是否环路中电流信号也转化为AD口的电压值？给出的参考电流信号也是0－3.3范围的？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电流信号采样进来时就是电压信号了。自然是0到3.3V的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 计数周期值如果大于4095呢，计算转化为模拟量时候就超过3.3了 |
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| | | | | | | | | | | 妹子从电路拓扑到建模，再到离散化，都写的很仔细，最近我也是回过头来边看书边读你的帖子，发现弄清楚了好多东西，很好地一篇文章，赞！
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| | | | | | | | | | | | | 多谢谬赞。能给大家带来一点点帮助就是有意义的。希望一起讨论，共同进步！
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 额，你们这些人。。。
本帖最后由 gy200812 于 2016-8-17 12:39 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 很少见到有妹子做这一行，近乎绝迹，所以大家好奇是有原因的。
多不说，上镜、有个性。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 呵呵，没有吓到大家就好。不过我觉得做电源的女生虽不多，但是应该在各公司也能常见到。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 对啊，技术论坛么，免得被别人说把这当朋友圈了， ，你们好奇心重的boy都看了就行了 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 迟到了，没看到呢。。。。 ，我老大就是一女的，周围很多做技术的女生，很厉害的，我都是给她们打杂  |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 见楼上
本帖最后由 gy200812 于 2016-8-16 09:14 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你是说上照片的事情吗？呵呵，我已经上过了，他们已经看过了，你错过了 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 工作忙就忘了啊，呵呵，难道你们有设置什么回帖提醒之类的方法吗？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 就是在登录之后可以看到有个红色提醒？不过我要是不打算发言一般都不登录。 |
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| | | | | | | | | | | 本人研究生新人一枚，课题也是光伏。想问一下锁相环的部分怎么弄？还有那个PR控制，看起来很神奇的样子。 本帖最后由 ziyuxingxing 于 2016-8-18 20:55 编辑
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| | | | | | | | | | | | | 你是单相还是三相，如果是单相，就用电网过零触发来实现锁相，如果三相的话，可以使用同步旋转坐标系的方法进行锁相。
PR控制是为了单相电流控制能够实现无静差的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 前面提到，实现无静差的条件是开环bode图具有无限大增益。因为PR控制（比例谐振控制）的谐振部分可以将谐振频率出得增益提高很大，所以可以很大程度上减小谐振频率处的静差，在这里就是50Hz处，也就是基波频率了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼主有比例谐振控制的仿真模型吗？想学习一下，求分享。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 有仿真，比例谐振控制器是很难用模拟器件搭出来的，一般都是用程序写的。需要程序的话可以提供。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 控制BOOST输入电压是什么意思？电池板输入电压不是一定的吗
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我最近就在做PR控制器，离散化后代码实现，在CPU上在线开环仿真，发现正弦波不对称，请教美女是怎么回事，有参考离散方法和代码吗，谢谢！
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| | | | | | | | | | | 一般算延时的时候，控制周期算一个延迟，Pwm的零阶保持器的半个延迟计算在内吗
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| | | | | | | | | | | | | 我认为这是一个东西，呵呵。所谓计算，实际就是在计算新的PWM的比较值。 本帖最后由 gy200812 于 2016-8-30 13:47 编辑
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| | | | | | | 美女工程师，能否把MATHCAD与PSIM的安装文件发我学习下？327573541@qq.com，不胜感激。
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| | | | | | | 楼主，您好！谢谢你的分享，我看了下你的仿真，当我把仿真电路中直流母线电容电压初始值置零然后仿真，发现并网电流有一个很大的过冲，达到几十安培，请问这个问题怎么解决?再者实验室做实验也不能给电容预先充电呀？
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| | | | | | | 王总好，本人帖子已经完结。并且将帖子标题的“持续更新中”改成了“已完结”，谢谢关注！ 
本帖最后由 gy200812 于 2016-7-29 10:23 编辑
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| | | | | 支持一下，希望楼主可以一起讨论下怎么解决二次纹波的问题。
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| | | | | | | 你说的是母线的二次纹波吗？
本帖最后由 gy200812 于 2016-7-9 08:16 编辑
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| | | | | 少见女孩子搞技术，支持妹子。
另问下，光伏逆变器设计的重点在那里
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| | | | | | | | | 可以私下发图片，公开场合发图片不太好吧，有网红的意思~
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| | | | | | | 单相并网逆变器的设计主要是最大功率跟踪，电流环，母线环，还有锁相环，以及孤岛保护，漏电流保护、直流分量保护等；控制部分重点应该主要是电流环吧，因为单相逆变器的控制对象为正弦信号，所以比较难实现无静差控制。
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| | | | | | | 当然有啊，不然我在哪里验证软件，呵呵。硬件相对也挺完善的
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| | | | | 好厉害的美女妹纸，膜拜。请问妹纸你对三相并网逆变器有研究吗？
三相的控制是变换到dq坐标系下，与你这里的单相控制有哪些区别呢？
谢谢！
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| | | | | | | 略有研究，单从电流控制的角度来讲，三相更好控制一些，因为DQ变换使交流量控制变成了直流量控制，可以使用PI实现无静差控制。
三项中还应注意的事情有三相不平衡时候的锁相环。
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| | | | | | | | | 想听你讲讲三相非对称负载，和谐波严重情况下的处理方法，你前文讲到的环路控制很不错滴，还没看完，但能写出这么多，至少可以肯定是用了心的，请大家一定要鼓励。
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| | | | | | | | | | | 亲你说的这个单相非对称负载，我们一般光伏并网逆变器不这么说，只谈非对称电网，并网逆变器是电流源输出。不知道你说的是不是带载逆变器，控制输出电压的那种。
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| | | | | | | | | | | | | | | 我都已经研究生毕业好多年~~
本帖最后由 gy200812 于 2016-8-4 11:05 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | 本来此处应该谦虚一下，但是很久没有听过别人夸我了，我已经笑得快合不拢嘴了
本帖最后由 gy200812 于 2016-8-4 11:09 编辑
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| | | | | | | | | | | | | 因为现在很多三相逆变器，无论是电压型的还是电流型的，的控制方式，很多都是采用控制电机的的DQ变换，然而该变换有一个假设就是正弦波，如果是畸变严重的话计算必然会DQ轴算出来的结果就变了，这方面不晓得您有研究过没？
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| | | | | | | | | | | | | | | 有过一些研究。不知道你有没有研究过DQ变换？DQ变换实际就是把两相垂直坐标系旋转起来！其旋转的角频率就是其变换矩阵中的三角函数的角频率。通常我们变换矩阵的角频率是100Pi，也就是50Hz对应的角频率。这个意思就是说，只有50Hz的三相对称正弦波在这个以100Pi旋转的坐标系上看才是直流量。这好理解吧，信号在旋转，坐标系以同样速度、同样方向旋转，那么站在这个坐标系上看这个信号肯定就是静止的，也就是直流的。而其他频率的信号（谐波）在这个坐标系上看就不是直流量，也就是为什么只有50Hz正弦波在DQ变换后是直流量。所以理论上讲，对DQ变换后的信号进行低通滤波、仅保留直流就可以除去谐波了。
不知道你明白没？
本帖最后由 gy200812 于 2016-8-11 13:23 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 明白你的意思，是想你详细分析一下他的传递函数，特别是高谐波畸变下，滤波的深度和动态响应的一些关系，从而指导PID的参数设置。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我特别想给你详细说，但是不知道怎么说起。传递函数这个东西，并不是电路拓扑相同传递函数就是定的，要看被控量是什么。所以电压型逆变器和光伏并网逆变器的传递函数不一样的。我前面分析的都是并网逆变器，你问的好像是控电压型逆变器。三相光伏并网逆变器和单相的传递函数基本一致，但是分D轴和Q轴，以及相互之间的耦合影响。而控电压型逆变器要分单环控制还是双环控制，这些都不一样。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 实际上，我最近是做永磁同步电机控制的，反馈量是ia，ib，ic，所以也算是电流型逆变器，现在困惑我的就是电机整定过程中PID设置的一些问题，所以想看看这反面的东西。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 现在使用的是试凑的办法呗，我想系统的学习下，从理论的方面去分析这东西。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电机我是真心不懂。不过你说你是用三相逆变器，然后控制的是输出电流吗？没有电压外环，光一个电流环吗？你把你的电路拓扑还有输入源性质，被控量目标说一下。
本帖最后由 gy200812 于 2016-8-17 07:34 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你把你的电路拓扑和被控量的目标什么的描述一下，这样方便讨论。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 永磁同步电机（内插式），三相全桥，扭矩模式，根据当前转速和目标扭矩查表得到Id，Iq，严格来说只有电流内环。转速模式的时候才有速度外环。被控目标为电机的相电流，Ia，b，c。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 转化过来就是说控制的三相全桥逆变器，输入直流侧为稳定的电压源，控制量为逆变器输出的电流？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我这里有一些我之前写的三相并网逆变器的建模的东西，你不行可以先看看？其实思路是差不多的，你若果需要我就发上来
本帖最后由 gy200812 于 2016-8-20 14:37 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这哥们是做变频器的吧。。。说说我的能量角度的理解：
1. 变频器是转速外环，电流内环的系统，逆变器是电压外环，电流内环的系统。
2. 转速和转矩有对应关系，简单说转速越高转矩越小，转速越低转矩越大。
3. 电流跟转矩和电压都有可以量化的关系，这样来看控制上类似。
4. 好像逆变器的双环控制还是从早期变频器调速双环控制上借鉴过来的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 朋友，我这边的确是做变频器的（永磁同步电机控制器），我们控制的目标是转速和扭矩，目前的方案是查表，线性插值的方法，查找相应转速，转矩下的id,iq值，所以严格意义上讲，转矩模式下是随动状态，只有电流环，只有转速模式下，才有速度环。
本帖最后由 重庆酱油仔 于 2016-8-30 08:51 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电机这种天书确实对它感冒的人不多。DQ变换的思想确实是来源于电机，但是现在普遍在三相逆变器控制上使用。电机没学好不影响的哟。  |
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| | | | | | | 多谢！希望共同学习，一起进步！
本帖最后由 gy200812 于 2016-8-18 14:09 编辑
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| | | | | | | 看大学教科书啊，自动控制理论。呵呵。还有网上的一些资料，各种看
本帖最后由 gy200812 于 2016-8-10 10:34 编辑
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| | | | | 这帖子太棒，解决了我心里挺多疑问的
理顺一下自控的思路，搞懂离散的部分，我的收获就很足了
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| | | | | | | 如果能在大学里找到楼主这样的妹子，我愿意嫁给她，那水平坑定不会像现在这样了
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 我也没用过，不过我写过一篇专利，是基于用数字方法自制实现环路扫描的方法，里面大概讲了环路扫描的原理，你感兴趣的话我可以发给你看看？
本帖最后由 gy200812 于 2016-8-18 11:00 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 呵呵，我那个其实很浅。可以发给你，可以一起讨论。
环路扫描其实就是在占空比上加入不同频率的扰动，然后采集输出信号上的扰动，然后将这两个扰动的幅值相除，然后求对数。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 当然可以，不过我觉得这个对于使用仪器貌似作用不大，不过可以看看。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼主能发我一份吗，想学习一下这个环路扫描的方法
再问一句，楼主是不是在科陆 及格瑞特 工作过呢？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我那不是环路扫描的方法，就是环路扫描的思路，是如何工作的。你要要的话留下邮箱。
另外，我没有在深圳工作过
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 已经发了，你简单看一下，呵呵。我觉得可能对于使用扫描仪的作用不会太大。
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| | | | | 电流环统一用PI调节器控制：第1图为无电网前馈，第2图为有电网前馈，效果显而易见。第一图形状比较类似，第二图时间上比较接近，但是幅度上差异就较大了，我觉得是各有特点吧，主要还是要看我们需要什么 |
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| | | | | | | 并网逆变器控制的是输出电流，目标当然是电流和参考重合度越高说明控制的越好
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| | | | | | | | | 写的很不错，支持一下，看样子苹果的那个笔记本是拿定了
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| | | | | | | | | | | 呵呵，不敢奢望。不过我们可一起讨论技术问题。我看亲对充电桩颇有研究，不知道充电桩现在都用哪些拓扑？主要技术难点在哪里？
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| | | | | | | | | | | | | 充电桩貌似现在都是用谐振半桥的多吧？现状火的一塌糊涂
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| | | | | | | | | | | | | | | 我听说用的三相维也纳和LLC的比较多。不知道这个设计和开关电源的LLC设计重点也什么差别？
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| | | | | | | | | | | | | 充电桩其实技术难度更大的是整套系统，包括联网、电池和车的检测等等的软件
里面的开关电源作为一个模块，过关就是了
业界确实是维也纳+三电平LLC用得多，无他，很多车的锂电池组电压高
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| | | | | | | | | | | | | | | 充电桩里，处理器各位大侠通常用什么片子？是否资源要求比逆变器的还高？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 应该差不多吧，我猜的 。我有个朋友做充电桩，和我一样都用28069
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 3x 是主频60Mhz，如果规划的好，应该够用。除了考虑端口（AD、IO）以外，我一般还会看开关频率是多少，如果开关频率高，应该需要主频高一点的吧
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 主频高会更理想，不过60M主频对MosFET作为功率管的应该是够用了，IGBT就更会OK了
除AD、IO外，8~14路PWM可选，也是可以满足的
不过能选用6X，更灵活了，羡慕哈^_^
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 某手机厂用的是03X（两块，AC/DC和DC/DC各一块）；某传统电力大厂的充电桩模块用的是因为跑了μC所以用了06X
不过实际效果出来不见得06X更好
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | uC不是有版权么？我很久以前听说uC可以免费用于学术用途，但不可以用于商业用途，不知道有没有这么回事？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | |  手机厂？一块03X搞定AC/DC和DC/DC，这样的方案是否能可行？@JamesHacker
本帖最后由 hnwg609 于 2016-8-23 20:40 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 手机厂做电源的还是不少的是不
那厂要两块03X可能是因为其实他的AC/DC和DC/DC都是多组并联，一片可能资源不够
一块03X控俩算不算得过来我就不知道了，据闻他们连有可能闭环补偿都是用模拟完成的
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我以前研究过爱索的光伏逆变器，他们的单相机就是把闭环反馈补偿用模拟电路做的，CPU光做通信和一些检测保护，用的片子比较低端，具体啥我忘了，反正不是TI的
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 要是不并网，现在有些小功率的用专用芯片能做mppt，和逆变了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 艾索单相机用的瑞萨芯片，逆变侧是模拟控制，不过早就数字化了，当年艾索单相机可是抢手货 那时候小功率能拿得出手量产的不多
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 维也纳貌似是无桥的，因为他们说优点有不会出现直通，
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