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| |  |  | | | | | | 请教下大师，双管正激，输入400V~800V，输出24V，功率1KW，同步整流，效率大约能做到多少呀
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| | |  | | | | | | | | 按照后面有APFC处理，同步整流，效率大约95%。
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| | | | |  | | | | | | | | 双管正激MOS关闭后，变压器电压反转的慢是什么原因，反转后不是直接到母线，而且有个转折点后慢慢上升到母线的。紫色是DS电压，蓝色是GS电压，黄色是副边续流管电压 |
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| | | | | | | 第一次做单管正激，请教下电源老化一段时间后DS波形怎么会变这样子呢
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单管正激D极波形
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| | | | | | | | | MOS关断后，电压上升，达到一定的电压值（最大限幅值被母线电压限制），然后应该是比较圆滑的波形，溜肩膀（溜肩膀根据负载的轻重波形会有差异，它自己会找一个合适的复位点下来）后，下来。
你这个波形基本是正确的，只是在MOS管关断后，在达到最高电压的时候有震荡，去查查复位这块。
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| | | | | 挺好，当年我用双管正激做过一款500W的电源。低压大电流的。选这个结构是因为这种结构有个先天性优势就是，永远不会像半桥全桥那样出现上下管同态导通就炸机的风险。本人认为，如果是一些需要可靠性很高的电源，我觉得双管正激非常不错。选这个拓扑来做，也是想试试我没有做的拓扑。
另外就是，所有的电源结构的MOS波形，我最喜欢看的就是正激的那个带着馒头一样波形。 
我来听听楼主对正激结构的一些宝贵经验。学习学习
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| | | | | | | 你说的很对，双管正激最大的特点就是不会“炸鸡”，我一般100W-500W都用双管正激拓扑，而不用推挽 半桥这类的，当然他们也有他们的特殊场合以及用途。
（LLC拓扑暂且不再本帖子内涉及）
互相学习。
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| | | | | | | | | 你好，楼主，那个500W左右的正激方案一般用什么芯片方案，可以推荐几个吗？ |
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| | | | | | | | | | | 最古老的就是用3842芯片，但是本身驱动能力有限，所以要加图腾柱。
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| | | | | | | | | | | 嗨，正激芯片可以用AU8500，简单好调，待机功耗低，业务QQ2034514005
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| | | | | | | | | 请问楼主，想做一个~220V输入，24V，10A 和 12V， 3A 输出的电源，借鉴你的方案可行吗？
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| | | | | | | 你好，我现在正做一个500W左右双管正激电源，但是电源输出到300W功率就上不去，占空比就被限制在30%以下，主要从哪方面考虑可以解决这些问题？
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| | | | | | | 只是在MOS管关断后，在达到最高电压的时候有震荡。
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| | | | | 继续吧，目前我的主流产品就三个，一个反激 ，最大200Ｗ．一个是单正，最大350Ｗ．还一个双正，最大5Ｖ400Ｗ 12Ｖ600Ｗ 24Ｖ600Ｗ．有人细讲，我必须听听．先占位
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| | | | | | | | | 如果用同步整流的话，这个功率下，5V输出，效率在90%左右；没有同步整流的话在85%左右。
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| | | | | | | | | | | | | | | 能具体指点一下吗？也需要用隔离变压器向次边整流管、续流管传递驱动信号吧，次边需要辅助电源吗？我准备用双管正激做一个输出是24V，20A的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 比方说同步整流管的驱动，是不是照着高边开关管的驱动做一个隔离变压器驱动电路就可以了？同步续流管的驱动就是跟它相位互补一下。
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| | | | | | | | | | | | | 您好，我们有正激同步整流，零外围，同时驱动整流管跟续流管，动态性能稳定。双管，单管正激都能配合，加我微信18617191882
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| | | | | | | | | | | 230 输入 输出12V50A 效率 93+
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双管正 12V50A 效率 93+
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| | | | | | | 嗯，就目前来说，单端反激，正激，双管正激，以及LLC拓扑用的还是比较多一些，推挽 半桥 全桥 感觉慢慢淡出人们的视线了，只是感觉，勿拍砖，  。
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| | | | | | | | | | | | | 待机功耗，这个是综合来看的。
如果是方案一样，只是单双区别的话，几乎一样。
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| | | | | | | | | 这位网友打错字了吧。 双管正激如果做1KW也能做，只不过它是单端的，磁滞回线只工作于第一象限，利用率低，大于500W一般用双端拓扑，磁滞回线工作于第一三象限，利用率高。
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| | | | | | | | | | | 大神您好，我想请教一下双端拓扑指的是哪种拓扑呢，能否举个例子呀？
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| | | | | | | | | | | | | 双端指 硬开的推挽 半桥 全桥，软开的 LLC PSFB等等
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| | | | | | | | | | | 700W的单管反激也能做到，只是效率惨不忍睹吧，我记得山特的城堡系列UPS中的Super Charger 用的就是反激架构，8颗电池8A，差不多800W呢。
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| | | | | | | | | | | | | 反激不是说不能做到这个功率，做这个功率缺点比优点多很多，得不偿失。
这个其实就和吴京拍战狼道理差不多，只选对的，不选贵的。
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| | | | | | | | | | | 700W的电源，我都用正激 LLC的拓扑，双管反激还真没有用过。
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| | | | | | | | | 不是说不可以，1200W的功率用单端的没有什么优势，磁芯利用率太低，双端更合适一些。
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| | | | | | | | | 今天抽点时间，讲一个正激电感和变压器的设计，这是正激拓扑电路里的“心脏”。
说明：此部分只是个例子，只为说明计算步骤等等，这个例子也不是双管正激的例子。大家不要在纠结最大占空比为啥0.6了！！！
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| | | | | | | | | | | 正激变压器的设计，需要注意一点，需要计算最低输入和最高输入两次。
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| | | | | | | | | | | | | 计算表格如图所以，最好自己根据上面的计算公式自己编写，我只上传图片，自己动手丰衣足食， 。
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| | | | | | | | | | | | | | | 楼主，你好，介绍这个表格的计算公式，不是很详细，你提到要计算最低输入电压和最高输入电压，但你这个并没有写最高输入电压时的计算公式。比如计算最高输入电感峰值电流，计算最高输入时纹波电流，推算临界电感电流，选取滤波电感匝数，你都没有写出计算方法，我这个初学者都不知道，怎么计算出来的？还请楼主指点。
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| | | | | | | | | | | | | 大师，首先感谢你，最近在搞双管正激，一直在研究你这个贴：
Vin：48-80v Vout=24v 400W 100KHZ D=0.4 预计效率85%。。。。目前按照你的方法 ，先选择电感和变压器，有几个问题特地请教你，希望得到你的指教
关于电感：
1. 按照你的公式算出电感量和电流峰值等，和线径等。想问一下，这个电感我直接按照参数在网上（如易络盟等网站）买可以吗？但是我找了一下，发现符合条件的少之又少。或者你有推荐的定制厂商吗？谢谢！
关于电压变压器：
1.我按照网上的AP法则选取ER4220 TDK公司PC40的，然后按照你给出的公式计算原边匝数：Np=Vimin*（1/f）*D/（SeT*BT）=(48*0.4)/(100*10^3*240*10^-6*0.33)=2 肯定是哪里搞错了？您能帮忙看看吗？其中240是我查资料ER4220对应的SeT值，0.33是和你取值一样。貌似这个值之和材料相关是吧？
关于驱动变压器
1. 上下MOS管都用变压器驱动。你能否根据我的项目参数给推荐合适的变压器参数，谢谢。用EE19可以不？
期待得到你的回答。感谢
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| | | | | | | | | | | | | 楼主，为啥正激的变压器需要计算最大输入电压和最小输入电压；一般不都是计算低压满载的情况就可以了吗
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| | | | | | | | | | | 你好，楼主，有几个问题想请教一下：
1. 第一张图上，因为放电电流等于充电电流，所以可以得到，Vo=Vs * D,对于这里我根据你说的来推导得出的是Vo=Vs *【D/（1-D）】，请问楼主我错在哪里了？我想不明白。
2.对于占空比D值，取0.6，这个值是根据什么取出来？为什么要取0.6？，其他值可以吗？
3.对于输出电流纹波峰峰值，你说取输出电流的10%-50%，你取的是4.3A（4.3/24=18%），那如果取7.2A应该也是在这个范围内的吧？这个取值有什么方法经验吗？
以上我是的一点疑问，让大家见笑了 
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| | | | | | | | | | | | | 1.以电感为研究对象，电感开通关断两个阶段上升电流和下降电流是相等的，根据法拉第电磁感应定律来的共识V*T=L*I，对于开通的时候有（Vin-Vo）*Ton=L*I上升，关断的时候有Vo*Toff=L*I下降，由于I上升=I下降，所以有（Vin-Vo）*Ton=Vo*Toff 进而推导出：Vin*Ton=Vo*（Ton+Toff）即：Vin*Ton=Vo*T 所以Vo=Vin*【Ton/（Ton+Toff）】由于 Ton+Toff=T Ton/T=D，所以Vo=Vin*D。
我不清楚你是如何推导的，得到的那个公式。
2.对于正激拓扑，一般建议D不大于0.5，否则复位不好弄，但是做好了只要能复位，取0.6也未尝不可，还得根据具体情况来定占空比的。初学者别大于0.5.
3.对于Ir的取值，多方面综合考虑到，比如你的电源尺寸要求小，那么你就取高高一点，这样磁芯会小一些，省体积，如果体积没有太多限制，同时要求连续临界电流低，那你就取小一点，等等吧。
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| | | | | | | | | | | | | | | 谢谢楼主的耐心解释，我现在我明白了我错在哪里了，是在电流上升过程中，电感中的电压没有减去输出电压Vo的值，就是把正激当反激来算了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 一定要记住是电感两端的电压，找到错误的地方就好， 。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢，这一次记住了。在你选用T106-26铁粉环，绕线28T，这里的28T是怎么来的？我的思维跟不上呀，麻烦楼主再解释下，谢谢啦。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个可以找一些大厂家的铁粉芯 铁硅铝 MPP的软件计算，网上可以下载到。
都是选好了环的尺寸，其他参数一填就出来，很简单的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼主，你好，不知道你还关注这个帖子没？我想请教下VCC绕组怎么计算？是根据输出和VCC绕组砸比来确定吗？极性是不是和次级绕组保持一致？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 一般没有稳压就设计在16V左右，有稳压的话设计20-30V，一般情况VCC 2T 有稳压3T。与输出同相。不用加L也行。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 版主好，那我VCC设计有问题哦，我12V12A,68/5/8(VCC),我是带PFC的哈，现在我调试PFC没加，我输入230V，发现启动一次就保护掉了，你说2圈或3圈的，我怎么改好些呢，感谢你的帮助。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 没加L，和输出同相，另外我输出用三层绝缘线0.5*4 *5 三层
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| | | | | | | | | | | | | | | MOS管关断的时候，2“+” 1“-”，同过上面的二极管流到前面的铝电解，然后流过下面的二极管流到变压器1脚，完成复位？？？
那流过变压器初级的电流方向和MOS管开通的时候不是一样的吗？？？如何复位？？不解!
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| | | | | | | | | | | | | | | 双管正激是怎么复位的呢？与单管正激区别在哪里呢? 如果说可以0.6占空比，08占空比为什么不可以呢？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 简单给你回复一下：
1.看我上面的那个图，MOS管开通的时候变压器绕组，1“+” 2“-”，变压器励磁，这个励磁电流很小，充当水管子的作用，打开通路，绝大部分电流是次级的电感倒影过来的电流，MOS管关断的时候，2“+” 1“-”，同过上面的二极管流到前面的铝电解，然后流过下面的二极管流到变压器1脚，完成复位。
2.单管正激有复位绕组复位，有源嵌位，以及电容复位，LCD复位等等。
3.小心把牛皮吹爆了，给我做个0.8占空比能复位的，我拜你为师！0.6的占空比能玩好了，完成复位就不错了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 请LZ仔细看句子好吗?我是在请教你，你能0.6占空比，为什么0.8就不行呢？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 无论是单端还是双端，伏秒积平衡是贯穿始终的，0.8的占空比，0.2的时间复位，磁芯复位几乎是不可能的，无论哪种复位方式，也许N年以后会有肯能，但是我们这一代是看不到了，我这人说话直，习惯了就好了， 。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 那0.6就可以复位了？LZ，你也不要生气，理论上是要求在最低输入电压时，保证最大输出功力满足，0.6占空比是不行的，要小于0.5，因为复位期间初级没有能量提供加大0.1的Dt的复位电流。有源钳位C上的能量在死区期间可以弥补0.1DT的复位，但是C上的能量毕竟有限。因此有源钳位可以0.6，再大就不可能了，正激不行。如果0.6可以，0.8也就可能可以，道理上还是是一样的。
不信你就用0.6算砸比，在输入最低电压，输出满载功率，结果如何, 输出电压减低，波形震荡，也就是说波形大与占空比0.5时会震荡。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我也不和你挣，你也可以问一下群里的版主，一些老前辈，正激类的做0.6的占空比，调好了，完全可以复位，只是我们目前占的角度或者层次不同，当然了到0.6的占空比是极限了，并且要花很大的成本，也要调试很久， 但并不是不能实现。
关于这个事我们先到此吧，好吧。也谢谢你。
你的看法说不能大于0.5的占空比，我也同意，但是那是常规正激。
顺便说一下几种复位方式：
1.辅助绕组复位，一般由于厂家做变压器辅助绕组复位匝数和主绕组匝数相等，1：1，所以D要小于0.5。
2.LCD复位，这个由于谐振电流流过MOS管太大，所以不推荐，以前在低成本的ATX电源上见过。
3.电容复位，有的书上叫谐振复位，就是利用MOS管的D S电容，但是往往我们需要外并电容，来完成最大占空比的复位，这个占空比调试好了可以做到0.6，D大于0.5没有问题。
4.有源嵌位，09年开始学电源的时候玩过一次，但由于当时技术能力有限，最终没有玩好，后来也没有时间机会在去完了，不敢冒加评判，但是有很多人玩过，占空比到0.6的，D可以大于0.5。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 那你这个双管正激用什么复位呢？不是和你争。我是请教你，是自然复位，还是其他手段你的（专利）。既然是精讲，就该说说要超过0.6占空比的的理由对吧，不能笼统的说句“做的好就可以超过0.6”。
这个图有0.6占空比吗？ 我怎么看都0.4
这也不是你的贴图，很常规普遍的双管正激波形。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 双管正激，自己就完成复位，无需外加复位方式啊。
并且我没有说我的双管正激做到0.6，你从哪句话看到我说我的双管正激做到0.6了？？？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 23楼你的设计计算表，，而且你算出的 12V输出，付边输出绕组最高输出幅度为21.5V， 21.5V在没有0.6以上的占空比，输出要12V， 21.5V幅度够吗？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Vs=Vo/D+Vfo=12/0.6+1.5=21.5，这只是个例子而已，主要是说明计算步骤的，并且我也解释了，这个不是双管正激做的（在后面的解释中），这位网友也不要纠结了，其他网友也不要在纠结。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 双管正激的自然复位是怎样完成的，查了很多资料都一直没有搞明白，特向楼主请教！能讲一下吗？谢谢！！！
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 复位电路的作用是将变压器的磁通进行复位，主要是励磁电感上的磁通，原理就是给变压器加上反压。
为什么这么说？
以正激电路来说，实际变压器其实等效于励磁电感并联理想变压器，理想变压器是用来将原边的能量传递到副边的，所以副边没有电流了，原边自然复位了；而励磁电感的磁通是来自于原边，开关管关断后，它的能量没有地方走，只能积聚，几个周期后，变压器饱和，造成危害。
双管正激在开关管关断后，通过二极管续流，此时变压器处于磁复位状态。
我比较好奇你所谓的自然复位是啥意思，因为我不知道有自然复位这种复位方法。。。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 实话告诉你，我就是用LCD做双管正激，不见的谐振电流大多少，中低负载下还出现软开关，但是有效的吸收尖峰，提高MOS的利用率。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你用LCD做双管正激，纯粹“脱裤子放屁”～多此一举，双管正激你0.46的最大占空比，就好了，自己完成复位。
有问题，等晚上下班在讨论吧 没有太多的时间。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 双管谐振正激可以吗?,在你目前的两个二极管上串上RC可以吗?难道还是真的所说正激不能做到大于0.5的占空?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 没听过双管谐振正激。
正激可以做到大于0.5，电容复位的可以，有源嵌位的可以。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 双管加ＲＣＤ也可以平时我们的双管正激，在上或下的二极管上串上ＲＣ并就可以大于0.5了 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 以后如果还有机会在玩双管正激的时候，在试试。
8年前玩过双管正激，那时在北京学习，8年没玩，以后恐怕也很难有机会了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 赞楼主，请教一下，变压器磁复位时，2+1-，那么1的电位是正电还是负电（是高于还是低于0 V的地？）？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | MOS管关断复位的时候是这样，但是MOS管开通的时候，上管是高压啊，必须隔离驱动，要整个过程分析。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | MOS管关断的时候，2“+” 1“-”，同过上面的二极管流到前面的铝电解，然后流过下面的二极管流到变压器1脚，完成复位？？？
那流过变压器初级的电流方向和MOS管开通的时候不是一样的吗？？？如何复位？？不解!
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| | | | | | | | | | | | | 这个公式是微积分推导出来的，根据波形，建议去翻书。
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| | | | | | | | | | | 您好,请教一个问题。双管正激交错并联的输出电感该如何计算呢？也可以遵循上面的公式吗？
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| | | | | | | | | | | 为什么占空比可以是0.6，精通电源设计里说正激占空比不能超过0.5；输出二极管压降为什么是1.5V，不是0.6么？希望能解答一下，小白求问~
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| | | | | | | | | | | | | 楼上有什么时候小于0.5，什么时候大于0.5的讨论，二极管压降是随便写的，计算范例而已。
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| | | | | | | | | | | 您好，这边计算的电感是副边电感值，还是变压器后的电感值， |
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| | | | | | | | | | | | | 电感量是正激电感的电感量，和变压器原边副边感量没有啥关系。
正激的变压器磁芯是平面组装。
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| | | | | | | | | | | | | | | 好的，谢谢您。
我还有一个疑问，就是在单管正激中，TOFF时，D2是导通的，导通是因为扼流圈电感L使D2导通，还是副边电感加扼流圈电感一起作用的，因为在MOS管关断时，原边电感也会产生下正上负的电压，导致副边也会产生这样的电压。刚学习正激电路，向您询问一下，希望有空回复我一下，谢谢了
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 此时Ns和D2构不成回路，D2的导通是由于L2续流使然。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 当MOS管关断时，次级绕组和D2不能形成回路的。
L2此时右＋左－，一部分能量给输出电容，一部分给负载供电，通过D2流回到电感的－。
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| | | | | | | | | | | 楼主你好，ILRMS的公式里面是加号把，IPk*根号下（(（Ir/Ip)^2/3+(Ir/Ip)+1)*D)+(（Ir/Ip)^2/3+(Ir/Ip)+1)*(1-D)),
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| | | | | 排排坐，来学习。
正好有几个关于双管正激励的接法疑问想请教，有经验的高手请多多赐教：
1，双管正激输出电感接正极端和负极端各有什么优劣？
2、输出整流和续流二极管，目前大部分是采用共阴双二极管TO220或TO247封装，如果用到2颗并联时，a是单封装内并联使用还是，b单封装内一个做整流一个做续流（第2颗同样），两种接法那种更有优势？及各自的优劣。
3、输出电感接负端时Y电容该怎么跨接合理？
4、功率MOS和输出整流、续流二极管可否共用一个散热片？及散热片怎么处理干扰问题？
5、如果让你选择大铜皮带高频变化信号和散热片带高频变化信号你会选择哪个？为什么？
6、双管正激主电源和辅助电源共用EMI和滤波电路和滤波电路好还是分开好？双管正激主电源和辅助电源之间干扰互串怎么处理比较好？
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| | | | | | | 简单回复如下：
1.接负极端比接正极端好，好处是EMI会小一些，可以分析整流续流两个阶段，接负极端会比接正激端少一个干扰“热端”。具体自己画波形分析，在这不一一细讲。
2.无论是一个管子对二极管中一个为整流，另一个作为续流，还是用两个管子，一个为整流一个为续流，最最主要的就是看你的功率做多大了，小功率的完全是前者，大功率由于器件本身的限制，只能用两个管子，这个是最最主要的原因。
3.Y电容的跨接初级测，可以接电解电容的正极或者负极，几乎无差别，因为都是“冷点”，但是最好接电解的负极，那个点是所有的参考零电位，如果接电解的正极，也是“冷点”，但是这个冷点由于电解成本的问题，电容的容量不会无穷大，正极点是带纹波的直流电压，会很细微的比接负极差那么“一丢丢”，几乎可以忽略的，次级测要注意了，如果电感接正极端，Y电容接输出的地，无差别，如果电感接负极端，Y电容跨接最好接电感的右端，即真正输出的地，这样EMI会好一些。
4.如果安规解决，完全可以共用一个散热片，通过Y电容接大地。
5.没太明白你的用意是啥？
6.说的太笼统，请具体说明，好针对回答，或者上图。
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| | | | | | | | | 1、如果电感接正极，二极管及散热片和二极管与电感相连的铜皮都是干扰热点，[size=14.0000009536743px]如果电感接负极只有电感和变压器次级、续流二极管相连的铜皮成干扰热点，是这样理解吗？最终比的是铜皮的相对面积是吗？[size=14.0000009536743px]2、用到2颗二极管并联时，个人感觉单颗并联优于单颗整流加续流再并联，后者如果元件有差异会导致电流差异，压降低电流越大->发热越大->压降更低-----
[size=14.0000009536743px]4、共用散热片，ＭＯS开关的高频干扰应该会通过散热片传递到输出端，如果散热片接地，安全间距应该比较难处理；
5、其实就是输出电感接正或接负极带来的干扰问题；
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| | | | | | | | | | | 1.你说的不是太准确，你把变压器绕组/电感绕组两端，分析“+” “-”。就是整流和续流两个阶段。电感在正极上比在负极上“+” “-”的变化要强，所以EMI会差一些。
2.这种情况，可以忽略，因为现在的工艺做的一致性很好。
4.是滴，安规要处理好，完全可以共用散热片。
5.考虑EMI的问题，电感就放到负极端就好了。
有任何问题欢迎随时交流。
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| | | | | | | | | | | | | 继续更新，输入过欠压保护部分：
如下图
一般都是用两个运放，然后由TL431做2.5V基准（当然也有其他的基准作法），输出分作低电平或高电平有效（本电路是低电平有效）。
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| | | | | | | | | | | | | | | 请问大师，这个输入过欠压保护电路，在你附录的电路图里有没有啊
那么，可以用这个检测信号LOSSVOL或者VOERVOL接pnp管的基极，
拉低芯片的发VCC电压，以达到控制电路的工作或停止的状态吗？
（暂不考虑pnp使用方法对不对，只考虑这种思路能不能起到对输入
过欠压保护的目的）
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 我这个图是BMS产品上的截图，如果用到电源里输入过欠压也可以用，一般通过电路去拉低IC的反馈脚居多。
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| | | | | | | | | 关于第三点，还是分开用散热片好吧。在一起的话，原边MOS与副边二极管之间通过散热片耦合，对EMI不利吧？
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| | | | | | | | | | | | | 继续更新：
双管正激驱动电路，如图所示，大家有问题随时提出，先不讲解。
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| | | | | | | | | | | | | | | 貌似大家对双管正激不感兴趣，不知道是否有在进行下去的必要？？？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 简要对上图做一下讲解吧：
1.下管驱动采用图腾柱驱动，这个没有啥好说的。
2.上管由于高压问题，采用变压器隔离驱动，前面也是图腾柱驱动，后面有两个电容，驱动变压器初级测一个，次级测一个，主要用来电平转移，后面采用一个PNP一个NPN三极管充当可控硅作用。
其实也没有啥好说的，很简单的电路，但是极少数人会用这么简单实用的电路去做，尤其驱动变压器次级两个三极管充当可控硅电路很巧妙，希望可以帮到更多的人。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼主讲解一下如果上下管都用变压器驱动跟这个电路效果上会有什么差别？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 继续更新：
对于多路输出的正激类电源来说，必须保证正激变压器次级线圈和正激电感线圈成比例，具体如下
如图所示
12V 2A， 5V 10A两路输出，12V这一路如果变压器的次级圈数和正激电感的圈数为1：2，那么5V这一路同样也要1：2，并且两路输出的正激电感需要绕在一个磁芯上，而且要两路并绕，这样做出来的电源，无论是一路轻载另一路重载，还是从纹波方方面面来讲，都做到了最优化。
当然正激电感要在输出的负端上。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 继续更新，感觉正激类的没有太多人感兴趣，所以在更新最后一个吧！
正激类的RC前沿消隐计算取值，以及斜坡补偿计算取值。（图片上的取值，只是示意，非正常计算值）
1.前沿消隐RC计算
首先我们要知道为啥要消隐，主要原因是次级续流二级管PN结的电容以及杂散电容反向恢复倒映到原边电流，流过检测电阻而产生的一个尖峰，这个尖峰会误触发IC的某脚，所以必须加以消除。
这个时间T一般为几十ns到几百ns，一般取100ns多一些，而常规我们取RC的消隐时间为几倍的T，所以有R乘以C，必须大于几倍的T。
所以我们一般会看到这两个值分别为R为几百欧姆到1K多一些，C为几百pF到1nF多一些。(对应图中的R27 C22)
2.斜坡补偿
正激类的初级电流是后面的正激电感倒映过来的电流，本身只需要很小的励磁电流维持导通。
①.计算输出电感电流的下降斜率M2′=Vout/L（Vout为输出电压，L为正激电感量）
②.计算等效初级电感电流的下降斜率M2=M2′/N*Rs（N为变压器砸比，Rs为图中R28 29 30)
③.计算从射随过来的三角波斜率Mosc=V/T（V为三角波的幅值电压，T为幅值间的时间，这个时间完全可以≈1/Fs，因为死区时间很短，加射随主要是为了减少这些参数对RT CT震荡时间的影响，电容（取值一般为10nF-100nF)为隔直通交作用，把直流分量去除，分别对应Q4 C48）
④.计算最大占空比下补偿系数m=M/M2 这个系数>(2D-1)/2*D (D为最大占空比）
⑤.计算斜坡补偿斜率M=m*M2
到此，斜坡补偿斜率计算完毕
最终我们要得到图中R20的参数，还有一个公式M=R27/(R20+R27)*Mosc，R27前面已知，所以R20也求出来了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 一般双正激都会用电流模式，但是占空比都不会超0.5，为什么还会用到斜坡补偿呢？可否讲讲原因
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 其实占空比在0.4左右就应该加斜坡补偿了，杂散参数引起的相移会有一些的，尤其在极限条件下，短路啊 大的负载跃变等等。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 按照上面公式，M 是我们要求的值，但是 m 和 R20 都是未知的，要怎么求出 M 呢？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 最大占空比下补偿系数m=M/M2 这个系数>(2D-1)/2*D (D为最大占空比）
D假设0.46， (2*0.46-1）/(2*0.46) =-0.0869 是个负数，
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 加斜坡补偿的，是说的再瞬态或者其他特殊情况下有可能出现的一种情况，类似于未雨绸缪，所以你的这个占空比，不是真正的你自己选的那个占空比，即这个占空比一般再特殊情况下大于0.5的，例如，0.53等等。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼主，可以用具体数字说明一下吗？比如12V 变压器副边绕组的圈数？12V电感的圈数？5V 变压器副边绕组的圈数？5V电感的圈数？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 既然上管用隔离变压器，为什么下管不在隔离变压器上多个绕组呢？最起码2个波形一致，开，关前后沿，幅度都对称，这就关系到开关机时的因素。意义上有必要，
理由是：采用隔离变压器无论前级电路出现什么异常，只要没有PWM，就不会损害到后级下管MOS，当下管的驱动图腾出现（人为插反，贴片虚焊，三极管损坏，这时下管一开机就坏，而且上管也跟随坏。因此设计电路尽量避免生产工艺可能性出现错误导致生产损耗。地球上的工程师都知道采用隔离变压器驱动有效避免前级的外来错误的带来的MOS损伤。调试也少炸。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我也是倾向于隔离驱动方式，避免时序或驱动原因造成的可靠性问题
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 用两个绕组驱动，这个也有很多人在用，下管不用绕组的也有人在做，但是效率/可靠性等等几乎没影响。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你说的多一个绕组的这个也有做，但是你多个绕组成本会增加很多，并且下管没有高压问题，完全没有必要，你说的波形一致问题，幅值上确有差异，一个和图腾柱驱动Vcc电压幅值一样，一个略低一些，时域上也有一点点的差异，开通和关断，但这都是示波器展开到几ns的时候看到的，对于开通mos来说，没有影响，因为我们做双管正激的开关频率并不高，常规100K，也有做200-300K的，这个频率我也很负责人的告诉你，半点影响都没有对于整个电源的稳定性，效率等等的。
我们搞电源，不能和上学的时候一样，做企业和大学不一样。
你的理论我也同意，用两个绕组做。（其实用两个绕组做，实际中两个绕组的驱动波形也有差异，和你变压器绕制工艺，以及一些杂散参数的因素影响。）
我也很高兴能有更多的人和你一样，这样这个帖子才有生机，否则我只是讲大家听也就没啥意义了，观点碰撞很好。
综上：关于驱动的问题，用双绕组的方法可以，不用也可以。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 听负责人的没有错的，最起码工作顺利。如果我是负责人，我不会双管正激用100K频率，你可以实验一下60K对比，100K与60K磁性实际结构上没有什么差别，但开关损耗上差别可观，（相对硬开关）.常规双管正激对MOS开关要求不高，不存在共性和死区问题，双隔离1个变压器驱动反而节省成本，（不要2个图腾）
你要做到0.6占空比可以选择有源钳位双管正激，频率可以增高，效率也高出许多。成本做的好提高5-7%。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 100K 60K这个问题，对于PC40的磁芯而言，磁芯的损耗几乎没有影响的，这个毋庸置疑。 开关损耗上你说的差别客观，我的意见不是太赞同，频率越高，损耗越大，但100K 60K这样的频率对于MOS的开关损耗我只能推测不会超过一个点的效率，没有做过对比，不敢妄加断言。 这个在驱动电路上做做文章，推测最终结果差异不大，
我说的成本是，驱动变压器的绕制，尤其是人工成本上（材料费相比会少一些）。就是综合成本相比阻容二三极管类的要高，而且现在贴片机都是按点计算，一个点多少钱。
有源嵌位，不敢评价，以后有机会会做做试试。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 其实占空比在0.4左右就应该加斜坡补偿了，杂散参数引起的相移会有一些的，尤其在极限条件下，短路啊 大的负载跃变等等。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 为什么上管驱动要做的这么复杂，上下管只公用一个驱动变压器，再各用一个图腾柱不就省事很多了？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你的这种方式在我给别人回复中有提到，方法也可以，方法很多。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你这个图片实际上应用在实际中，效果很危险，具体您可以仿真一下，或者实际测量一下，当您的占空比慢慢上升的时候，驱动变压器输出电压波形开始下移，整体驱动幅度不变，但是中心点下移，导致驱动不足的情况会发生，并且出现负压。实际应用中，应该按照楼主提供的图片中驱动电路，您可以省去楼主用到的三极管组成可控硅形式，但是一定要反向并联一个二极管，将驱动变压器输出的幅度嵌位不下移。这个我是实际测量过，也放仿真过，您可以试一试
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 请问，这个驱动电路是怎么运作的，中心点电压下移是什么意思？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | AU9572正激同步整流，零外围，同时驱动整流管跟续流管，动态性能稳定。做双管，单管正激都可以。18617191882
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼主 你好，能不能详细讲一下这个电容怎么进行电平转移的，另外这个驱动变压器的计算有什么讲究么，谢谢！
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 百度可以搜一下有公式推导的；变压器需要注意整层密绕，以及层间胶带最好3圈，以减少层间电容（初次），这样波形会好一些。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 正激类的这个帖子，不如反激的帖子火，正激类看来人们用的还是少。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不是用的少，是最容易做的，典型双管正激没有什么难处。要0.6占空比就有点难了，所以请教LZ，既然不说，也就飘过，别跟我说用有源钳位，加入这4个字最起码要求芯片类型不一样，
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我没有说过是双管正激做到0.6的占空比，我说的是电容复位和有源嵌位，当然有源嵌位我没有发言权，电容复位我做过0.6的占空比，DC DC模块，标准工业半砖。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 占空比超过0.6不使用有源钳位也有案例，有兴趣可以去看看
LT®1952 / LT1952-1是一款专为控制正激变换器拓扑结构而优化设计的电流模式 PWM 控制器，采用一个主 MOSFET。LT1952 / LT1952-1可提供同步整流器控制，因此得到了极高的效率。一个可编程伏特-秒箝位为用于防止变压器发生饱和的变压器复位提供了安全保障。这使得主端上的 MOSFET 能够以大于 50% 的占空比可靠地运行，以实现高 MOSFET、变压器和整流器利用率。LT1952 具有软起动功能，旨在以受控的方式从停机和欠压闭锁状态退出。与占空比无关的精准 107mV 电流限制门限和软起动功能相组合，以提供“打嗝”短路保护。微功率启动使得 LT1952 能够在高输入电压情况下优化。LT1952-1 允许从较低的输入电压启动。可编程斜率补偿和前沿消隐允许采用多种电感器和 MOSFET 来对环路带宽实施优化。可以在 100kHz 至 500kHz 的频率范围内对每个器件进行编程工作，而且，器件可同步至一个外部时钟。误差放大器是一个真正的运算放大器，因而可采用各种补偿网络。LT1952 / LT1952-1 采用小外形 16 引脚 SSOP 封装。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 好滴，谢谢。有机会去看看，学习下。
从2009年开始设计电源，到2014年基本结束，就玩过5年的电源生涯，2014年以后做电源很少了，只能以后有时间和机会了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | LT1952 / LT1952-1这个芯片俺了解过，冷到极点，谁也不想去为了0.1的占空比考虑，0.5与0.6没有什么差别和优势。冷门芯片货源价格不是产品首选。到底LT1952 / LT1952-1能不能做到0.6还是未知数。这么说吧，双管正激与正激一样自然复位就不可能做到0.6，这是死穴，当然用其他手段是可能的不在话下，
就双管正激而言。0.5占空比已经可以做到很宽的输入电压范围，因此没有必要刻意要求0.6占空比。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 感觉大家有个误区，我没有说双管正激做0.6，不知道前面哪个环节给大家误解了？
是不是我的题目写的双管正激，然后在计算变压器和正激电感的那个例子中占空比是0.6，从这来的？
那个只是举例计算变压器和正激电感的例子，所用拓扑非双管正激，在此做一下解释，大家不要误解。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 就是因为这个例子计算非常重要，普通双管正激，你用0.6算， 12V输出，算出次级最高幅度为21.5V，显然是不够的，所以我要指正一下，问楼主是不是这个双管正激有什么特别之处。避免误导。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 那个计算的例子，不是对应这个双管正激的，仅仅是计算的一个例子而已，我还说大家怎么老是纠结这个0.6，  。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 若是在0.5的占空时，12Ｖ输出二极管1Ｖ的话，次级最低 最出电压也起码大于26Ｖ了．线路损耗也有0.1-0.3Ｖ．
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 关于双管正激没有什么难处，以及反激没有什么难处等等，这样的话，我不敢说，因为人外有人，我只会说相比什么拓扑而言，那种拓扑做起来会容易些。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 很支持这个说法，反激正激单管就存在管子耐压问题，尖峰问题难度在处理上。双管正激相对上下管耐压空间大，但也存在类似的尖峰问题，不过吸收手段很多，复位比单管要好点。MOS利用率空间很大。相应效率可以做的高点，
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 请教一下，次级的整流与续流管的尖峰都有什么吸收方法？我在输入AC300V的时候，次级管的尖峰都已经占了峰值的1/3多了，只加了RC吸收，并且调节RC参数效果不太显著。增大C有点点效果，但效率损失太大。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 目前大部分的吸收都是RC吸收，你参数可能有问题，你看看我反激那篇文章里面有关RC的计算方法，可以搬到这用（前提是你的所有设计都是正确。）
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 一般续流管的尖峰电压比整流管要大，如果采用一个封装，一个管子整流，一个管子续流，那就要注意了！很可能整流管没事，而续流管就挂了！ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 所以，需要加RC吸收，RC吸收一般不会省掉的，方法已经介绍，然后在计算值的附近调试即可。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 输出多少V? RC什么参数，我的经验是12V. 24V，R取51-75欧姆，C取472，效果比较好。刻意吸收效果到都没有是不可能的，只要在整流管的耐压之内就可以。吸收效果最好的依据就是看尖峰顶部有个小平台，能做到尖峰顶部有小平台，这个吸收已经到最佳RC效果。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 12V30A，用电容472在AC310V输入时峰值也超过耐压了，用100V的肖特基。电阻用10R/2w，电阻大了太热一不会就烧黑了. 顶部有个小平台时吸收效果最好是什么依据？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电阻太小了虽然发热小点，但电容电流变大温升引起容量大幅度下降，这样吸收就更不见效。而且负面影响到整流波形会震荡。，的电阻加大到几十欧姆不会影响发热，普遍忽略了观察尖峰宽度，这宽度是会影响吸收损耗的量比，我做12V50A输出尖峰才用2W51欧姆贴片电阻，关于吸收尖峰顶部出现小平台为最佳的依据是：波形上部干净，没有丝毫二极管震荡迹象，吸收损耗最小。
这个是双管正激输出整流管上的波形，带载40A，
这台机子还没有尖峰，有高一点点尖峰的就有个小平台。都是RC吸收的
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你这个是DC输入的吗？60V？
基本上没有什么峰值了，有没有试过去掉RC吸收看峰值有多少，用RC和不用RC效率差多少？
有空可以帮忙试试看。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我的RC吸收基本没有什么损耗。不放的话有很高，很窄的尖峰出现。底部100NS的宽度。（如果底部尖峰是很宽的话，吸收轻了效果就不好，重了会出现尖峰起伏震荡），这个情况是通常现象，所以变压器的漏感一定要做好。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 如果震荡尖峰调不下来或很困难，首先检查你的吸收电阻，采用绕线电阻要考虑电阻的寄生电感。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 采用的是碳膜电阻AC260V输入时波形
本来耐压是够的，但要出口印度，不得不考虑更高的输入电压
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 对于RC的吸收计算你为啥不去看我的反激的文章？配合实际图形在这在讲一遍吧。
关于能源消耗网友的经验值也是一种办法，但这种办法需要试很多次，直到调试到最佳，我的这种方法节省时间，不多说，上图。
1.原始波形，震荡幅值28.8V，以及震荡频率（1/67.2ns）两个图片1。
2.加电容使得震荡频率为原始震荡频率的1/2.（因为手头上没有合适的电容，用了两个102K 1KV的串联，但是这个频率没有到原始频率的1/2，只为说明理论）图片2
3.计算电阻，R=56R。（手头没有56R的电阻找了两个100R的并联）.
4.外加电容2.2nF以及两个2.2nF并联波形，图片3以及图片4.
如果有合适的电阻以及合适的电容，这个震荡，可以调试到几乎为0（但实际中多多少少会有些，以前给青岛XX做电视的大企业，设计过一款IPAD和手机充电一体的适配器，那个适配器调到几乎没有震荡。
第5副图，是从我的精讲反激电源里面截图，所有的计算公式，以及推导都在里面。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 下载存到电脑上看吧，可以看出来。 这个方法CMG总工也说过，具体在哪篇文章，忘记了，很好的一种方法。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 请教一下变压器去尖峰DRC网络里的电阻封装一般去多大，还有RC时间常数和开关频率应该是倍频关系还是分频关系，网上各种说法，好像都有点道理
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你说的是反激里面的RCD吸收？如果是，R的封装一般是直插的1W，如果是贴片的1206 3个并，或者2512两个并等等，铜箔要达到一定的面积，RC的时间常数，这个没有太大的关系，你不可能兼顾各种负载以及各种输入电压，一般我们会在标称满载下，选取MOS关断期间内，不要过吸收，兼顾MOS管的耐压（当然这个耐压值在最高输入的时候按照0.92降额）以及电磁兼容过认证等等去综合选择。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你好，这是电路图，RC取值是按照4倍以上开关频率取值的
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DRC
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 借此机会简单聊一下双端变换器。无论推挽/半桥/全桥，都是双端变换器，磁芯磁滞回线工作于1 3象限，磁芯利用率高，这是双端变换器的共同特点也是优点，但是他们各自又有自己的优缺点。
1.推挽，MOS管承受2倍的工作电压，所以不适用于高压输入的场合，一般在DC DC通信电源会用到一些，其他地方慢慢的淡出舞台。
2.半桥，MOS管承受1倍的工作电压，可用于高压输入的场合，由于C1 C2两个电容的存在，基本不会有磁偏问题的出现，但会存在原边短路的可能性，可靠性不太高，由于是硬开关慢慢的逐渐被LLC取代。
3.全桥，MOS管承受1倍的工作电压，可用于高压输入的场合，有磁偏问题，一般原边串入一个防磁偏电容，存在原边短路的可能性，可靠性不太高，功率做的比半桥高很多，由于是硬开关慢慢的逐渐被LLC取代。
现在回到正题，关于你的推挽电路吸收的取值和开关频率的关系，我没有很好的建议，我09年做过一款推挽的，没有加吸收的。
个人建议，没有必要去追求这个关系，调试到最佳状态才是正解，一般这种电源都有些经验值，在经验值附近调试到最佳波形就好了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我的24输出以内都用472 ，电阻51欧、2W贴片2515. 电阻肯定会发热，但不是厉害，损耗在1W以内。
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| | | | | | | | | | | | | | | 楼主你好，感谢你开帖为大家讲解电路。图片的红色部分没看懂，能讲解一下吗？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 两个电容是电平转换用的，很好的还原波形。
那两个三极管充当可控硅作用，当驱动波形为“低”的时候，会快速泄放掉MOS管上栅电容电压，我们知道可控硅作用，一旦有触发信号就通，一直通，除非断掉A K电压，这两个三极管就是充当可控硅的，直到驱动波形为“高”的时候，充当可控硅的两个三极管才失去作用。
NPN PNP两个三极管充当可控硅的地方用处很多，如用于过压保护等等吧。
（这个地方两个三级管是充当类似的可控硅作用，但是用可控硅就不行了。）
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我说的是充当可控硅的角色，但是如果真用可控硅，就不行啦。可控硅是一有触发信号就一直通，即使触发信号去掉，它也通。所以用在这个电路里不合适。
一般可控硅用于那种一有触发信号，就锁死的电路居多。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼主能不能再详细点介绍下驱动变压器的设计？比如2个电容怎么取值，谢谢。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个驱动变压器是正激方式，只要在驱动的时候不饱和，就可以了。 尺寸尽量小，绕线整层绕，注意层间胶带打个3圈，别打的太少，这样层间d距离大，C才能小，因为d在分母上，εs/4πkd。其他按照常规工艺就可以了。
电容一般104 224 474。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 首先对楼主回复表示感谢，我看有的帖子说驱动变压器尽量一层绕满，单一层绕满工艺比较难，两层好实现些。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼主，驱动变压器也是正激的，应该也需要磁复位吧，是怎么一个复位过程呢？能否讲解一下
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 简单说一下：1.IC驱动电压为Vg，为高电平时，驱动变压器的初级绕组两边的电压为Vg-Vc。Vc为电容两端电压。
2.低电平时，驱动变压器的初级绕组两边的电压为-Vc。
满足伏秒积平衡，变压器完成复位，不会饱和。
次级加的那个电容为镜像作用，如果不加此电容，原来如果是10V驱动电压，过来可能就是7V了，驱动mos比较难，加了此电容保证MOS栅源为10V。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这两个电容的容值多少比较合适呢？我发现在掉电瞬间的时候会出现驱动电压不受控，维持好几个uS的高电平，会误导通
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 请问版主，关于脉冲变压器磁复位，根据伏秒积平衡，（Vg - Vc）*D*T = Vc * (1-D)*T，但对于正激来说，占空比D是变化的，如何保证伏秒积是平衡的呢？另外驱动变压器原边串联的这个电容的理论计算公式是什么？请多多赐教，多谢了！
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 在最严酷条件下，磁芯不饱和，变压器电路设计合理，都能保证伏秒积平衡。
驱动变压器的电容选取，百度一搜就有很多理论计算，经验我们一般取104-105之间，根据测试波形去选择，比计算理论值要来的实惠。
就如同TL431的补偿参数，II型，单独电容几百pF到102，和电阻串联电容XX3-XX5之间，电阻几K到几十K。
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| | | | | | | | | | | | | | | 请教下楼主，上管用了隔离变压器，下管没用，这样会不会有驱动延迟或者变形的情况出现
另外驱动变压器的大小该如何选择？圈数如何确定？
谢谢
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 如果微观分析的话，在ns级别确实有点差异，但是这个可以忽略掉的。
这个根据你的驱动电流来的，还是L*I=N*B*S（定性分析先），只要保证在最大驱动电流的时候B值不会饱和就好了，电源的功率做的越大，驱动能力需要越强，对应的正激驱动变压器要大一些，一般150W以下EE10的完全可以胜任，150W到500W这个区间可以用EE1614的驱动变压器，500W以上一般用双端的比较多了，单端的磁芯利用率太低了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 也不是绝对的。其实在电镀行业，很多大功率的整流器也是用双正激的，一般都是低电压大电流，比如12V 1000A这样的，后级输出没有电感，电压是脉冲。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我说的是一般的DC DC常规的电源，你说的类似逆变的这种，我们角度不同，这个帖子是讲的常规的AC DC DC DC,电源。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 其实我是想请教大师，像这种次级整流后没有接大电感和电容 ，直接到负载，这种环路传递函数如何推导？ 开环的负2斜率不存在了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 每一个拓扑都有自己的传函，最简单的buck的传函中，LC的双极点引起-2斜率。
每一种拓扑都有它存在的意义，还得是具体的拓扑具体的分析吧。
后面会细讲buck这个例子。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 版主，你好！我觉得脉冲变压器既然是正激，匝数是不是应该根据V*T = N*B*S？磁芯饱和应该取决于励磁电感和励磁电流，和驱动电流没有关系吧
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | TI文档里提到这个公式：Np=Vtr*t/Bs*Ae
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| | | | | | | | | | | | | | | 楼主用的是3842吗？有没有别的芯片？不想用3842，外围太多。
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| | | | | | | | | | | | | | | 您好，我现在也在做个双管正激，输出24V/10A，现在驱动电路有点我问题，芯片输出13V，经过推挽+隔离变压器后到MOS的驱动信号峰值只有7V,且出现负压约1.5V，请问该怎么处理
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| | | | | | | | | | | | | | | 这个是你驱动电路的波波，上次提醒你，结果你还骂人！
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 星版主，第一我没有骂人，不要颠倒黑白；第二不希望再有任何交集；第三仿真只是一个辅助手段（你设置的参数是否正确，有待考证？），你有没有实际搭这么一套电路试试，谢谢。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 参数完全按你的参数来的，你可以自测试，好，以后凡是你参与过的帖子我绝不染指！我参与的也希望你自行离开！有没有骂人我有证据！不要在后面跟帖了！
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你这种人就是抱着技术不讲，老是自己藏着掖着，也不知道你这种人当版主有什么意义
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你是在睡觉？还是脑子一直是晕的？再说，我天天不上班给你讲？你给了多少技术服务费？你有本事去找特朗普啊？自已领悟能力不行就别逼逼！
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| | | | | | | | | | | | | | | 大师你好，下面是我对这个脉冲变压器驱动电路的理解，不知是否正确？请指点：驱动正半周期，Q6导通，VCC为变压器T2原边充电，C12左正右负，T2的管脚是1正2负，8正5负，为C26和MOSFET VT1的结电容充电，且C26左正右负。
驱动负半周期，Q7导通，C12左正右负，C12为T2原边反向励磁，T2管脚是2正1负，5正8负，C26左正右负，变压器T2副边和C26一起通过Q9基极为VT1结电容放电，此时Q10也导通并形成正反馈，结电容同时也通过Q9集电极和R44迅速放电
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 不知道你现在是否理解D15这个二极管的作用，如果没有这个二极管可不可以？
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| | | | | | | | | 楼主你还在关注这个帖子吗？请教下储能电感放在正端和放在负端EMI不同，负端会好些，具体原因能解释下不 谢谢
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| | | | | | | | | | | 大神，我是刚开始做正激，请问输出整流二极管的阳极到阴极的波形是什么样的？
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| | | | | | | | | | | | | 整流管的阳极对阴极的波形，或者说对输出地的波形模样一样，只不过要减去输出电压而已，给你一个初级MOS管漏极波形，以及次级整流管/续流管的对比波形（初级参考点是初级地，次级参考点为次级地）。
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| | | | | | | | | | | | | | | CH2的波形是反了吗？ 整流管和续流管的波形合起来是MOS的波形，而且CH1的比例也不对吧？10V/DIV？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 输入电压是9-36Vdc的，此时测试输入电压为12Vdc，输出是12Vdc。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 为什么反了？为什么比例不对？不明白你是不是对正激的工作原理理解有误？
随便画了一个正激的图，你看看仿真波形吧，虽然和实际电路中有出入，但是大体模样是对的，有问题在@我吧。
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| | | | | | | | | | | | | | | 楼主你好，整流管在导通前，有一段时间和导通时的电压相同，是什么原因？黄色波形 红色标记的部分。
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黄色是整流
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 正激电感在负端，这段时间是续流管导通，忽略续流二极管压降，就是输出电压。
仔细分析开通关断的几个状态就会明白了，自己要画图分析。
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| | | | | | | | | 非常感谢楼主的分享，对于刚入电源这一行的新手来说，真的非常的有用，get到了很多的新技能 thank u
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| | | | | | | 大师，我也是没做过正激变压器，所以有点东西听不懂，你所说的，上MOS管因为高压问题，所以要用隔离变压器驱动，
这个高压问题是指什么呢？高压跟MOS管的栅极有什么关系
是不是也是和BUCK电路的浮地驱动一个意思
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| | | | | | | | | 两个MOS管开通的时候，变压器为上正下负，上管是有高压的，必须采用隔离驱动（类似悬浮栅极驱动），一般做的有变压器隔离驱动，某些电路中也有光耦隔离做驱动的。
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| | | | | | | | | | | 变压器隔离驱动的原因不是因为上管浮地么？跟高压没啥关系吧？
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| | | | | | | | | | | 借管理的光，接下来讲讲环路这一部分，春节后开讲。（本来这部分想着在“精讲反激电源”中讲来，但是帖数太多，看着眼疼，时不时的还有漏贴看不到，思前想后把这部分内容，移到“精讲双管正激电源”来讲，环路是个难点，希望和大家一起探讨。）
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| | | | | | | | | | | | | 论坛这个回帖结构确实是有很大问题的，特别是帖子长了之后，可读性=0
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| | | | | | | | | | | | | | | 嗯，确实看着有点乱，这也是世纪电源网需要改进的一点，希望以后能叫读者看着更舒服一些。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 春节前关于环路决定先讲一点，算抛砖引玉吧。
电源系统的闭环传递函数，分为功率级传函和反馈传函，写出闭环传函式子如下图片所示，然后得出临界稳定系统的式子。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 接下来，说一下零点/极点的规律
一个零点引起相位超前，它表示斜率+1；而极点则相反，一个极点引起相位滞后，它表示斜率-1，具体如下图：
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 接下来我们就要说说一个传函的伯德图了，从图上我们要得到什么？
1.穿越频率
2.相位裕度
3.增益裕度
具体如下图所示：
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 对以上做说明如下：
1.穿越频率：增益曲线穿越0dB线的频率
2.相位裕度: 相位曲线在穿越频率处的相位和-180°之间的相位之差
３.增益裕度：增益曲线在相位曲线到-180°的频率处对应的增益
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 接下来讲讲II型误差放大器的补偿，首先我们需要推导传函，如附件图片：
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个问题，在楼上可以找到答案，EMI比接在正端小很多。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 节后回来，比较忙，过几天在接着讲这一部分，当然我们以II型补偿网络为例讲，结合Buck电路吧，因为Buck电路比较简单些，另外正激是由Buck电路演变而来，也比较符合题目。
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| | | | | | | 继续盖楼：
前面已经讲了，传函以及补偿的一些基本知识，今天拿buck（结合mathcad）作为例子来具体讲讲。
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| | | | | | | | | | | Buck电路输入输出参数如下：
1.Vin=5V（4.5～5.5V）
2.Vo=3.3V
3.Io=10A
4.Fs=200KHz
5.L=3.3uH
6.C=3300uF
7.Cesr=0.02 Ω
8.Rload=0.33Ω
9.Vosc=1.25V （PWM调制器Vp-p)
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| | | | | | | | | | | | | | | 经过计算II补偿网络参数如下：
R2:1.6k
C1：70nF
C2:1nF
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 取相近的值：
R2：1.5K
C1:100nF
C2:1nF
然后在此基础上调试，既可以调试到最佳状态。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 基本的理论是讲到了。我的理解是这样的：首先求出补偿环路的增益曲线和相频曲线。在环路增益大于1的那部份，相移不能大于90度。补偿环路固有的相移是180度，如果再有90度以上的相移，环路就无法稳定工作了。但是，这是纯理论上的表述，实际的电路中，哪个元件参与了相移？这就复杂了！
如果能给出具体的电路图，详细阐述各个元件在相移过程中的作用，那就完美了！
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 还有，环路增益的计算？哪些个元件参与增益计算？这些涉及到实际应用的问题，就比纯理论上的表述要复杂多了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼主，可以讲一下反激+tl431+光耦 反馈补偿的计算过程吗？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 这个是自动控制原理以及模电里面学到的，去翻翻书吧，在这推到公式就又回到大学时代了。
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| | | | | | | | | | | | | 请问一下楼主，Vosc=1.25v(PWM调制器vp-p),是怎么得来的？麻烦您了 |
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| | | | | | | 求大神帮分析下，为什么我的电流互感器的波形上下基本相同的，这样导致能量都被钳位二极管消耗了
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| | | | | | | | | | | | | 从示波器来看，你很可能少二极管。互感器的图发上来看看。
另外给你个图对比下，自己找找是不是哪里不对。
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| | | | | | | | | | | | | | | 电路图是参考别人的，别人的实物可以正常工作。不懂我的问题出在哪，求大神帮分析下
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 我说过了，那个互感器内部是不是已经有我给你参考的那部分电路了，还是就是单单的个互感器？如果是单单的互感器的话，你后面要加电路啊，参考图已经给你。
你最好找个1：100圈的互感器实验下，然后互感器100圈那一端，先参考我的电路测试。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 老师，你好，能不能更新一下，输入高压时的输出电感和变压器的计算公式？盼楼主回复。
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| | | | | | | | | 你那张别人互感器波形图，是把别人互感器放到你的电路上测到的波形？ |
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| | | | | | | | | | | 不是，是别人的电路板。我的原理图也是别人的，我拿了人家的图和实物，结果做出来的东西不能实现功能
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| | | | | | | | | | | | | 别人电路板上的互感器参数你知道吗？你可以把他的互感器焊下来放到你的板子上看看。
我看了你上面那2张波形图，感觉是互感器的参数不一样。
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| | | | | | | 楼主，你好，介绍这个表格的计算公式，不是很详细，你提到要计算最低输入电压和最高输入电压，但你这个并没有写最高输入电压时的计算公式。比如计算最高输入电感峰值电流，计算最高输入时纹波电流，推算临界电感电流，选取滤波电感匝数，你都没有写出计算方法，我这个初学者都不知道，怎么计算出来的？还请楼主指点。
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| | | | | | | | | | | 老师，你好，关于输入高压时的计算公式，你说和低压用一样的公式，比如计算最高输入时的纹波电流，表中的计算数值0.269295102。还是麻烦老师把这个公式写出来。还有请老师提供一下，你输出电感的磁芯型号？ |
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| | | | | | | | | | | 楼主你好，1252有5个版本，不用应用怎么选取呢？谢谢
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| | | | | | | | | | | | | 我看了，这是针对哪个问题的，通篇没找到啊？
如果是新问题，那要从你的输入电压以及你选的拓扑和其他你想要的功能选取啊。
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| | | | | | | | | | | | | | | 首先感谢你的回复，比如 180-264V输入 12V20A吧 ，start-up delay 版本有些有有些没有 这个功能，实际运用怎么选取稳当点？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 对于窄范围的反激你选ABC，基本没啥区别，如果你选正激占空比最好选A的那个。当然你也可以选BC，但是你需要设置下降坡大一些，来提高死去时间，不叫他超0.5（如果是RT CT设置震荡，没看资料），当然还要看你用啥复位，等等吧。
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