 |  | | | | 主电路的组成
如图所示,是三相VIENNA PFC拓扑的主电路,大致如下:
1、三相二极管整流桥,使用超快恢复二极管或SiC二极管;
2、每相一个双向开关,每个双向开关由两个MOS管组成,利用了其固有的反并联体二极管,共用驱动信号,降低了控制和驱动的难度。相比其他组合方案,具有效率高、器件数量少的有点; 3、电流流过的半导体数量最少:以a相为例,双向开关Sa导通时,电流流过2个半导体器件,euo=0,桥臂中点被嵌位到PFC母线电容中点;双向开关关断时,电流流过1个二极管,iu>0时euo=400V, iu<0时euo=-400V,桥臂中点被嵌位到PFC正母线或负母线
电路的工作方式靠控制Sa、Sb、Sc的通断,来控制PFC电感的充放电,由于PFC的PF值很接近1,在分析其工作原理时可以认为电感电流和输入电压同相,三相点平衡,并且各相差120度;
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| |  |  | | | | | | 输出800V的母线电压,二极管需要用到1200V,肖特基在低压有优势,在高压还不知道有没有这么高的肖特基二极管,肯定是不行的。
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| |  |  | | | | | | 其实考虑整流二极管不仅要考虑耐压、通流能力,还有一个很重要的参数是抗浪涌冲击的能力。
我们在实际调试的过程中,也有选择用SiC二极管,但是SiC二极管的抗浪涌冲击电流的能力比较弱,所以一般都是采用超快恢复的高压二极管,比如Microsemi的ATP30DQ1200B系列。
我们知道,当模块在打浪涌的时候,电流都是走低阻抗的路径,一般前级的压敏电阻会泄流一部分电流,但是压敏电阻不会泄放所有的电流,依然会有大量的电流留到后级电流中。对于单相模块,一般的做法是在PFC电感前面增加一个二极管到PFC母线电容,这样,浪涌电流就会通过防雷二极管引入到PFC母线电容,保护了功率器件。但是对于三相PFC而言,PFC电容是一个五电平的波动,无法采用这种方法。否则,电路正常工作时就会有电流流过该二极管而导致Vienna无法工作。所以,大电流会通过电感、PFC Diode进入母线电容,这个时候就要求PFC Diode抗浪涌电流的能力比较强。
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| | |  |  | | | | | | | 其实考虑整流二极管不仅要考虑耐压、通流能力,还有一个很重要的参数是抗浪涌冲击的能力。
我们在实际调试的过程中,也有选择用SiC二极管,但是SiC二极管的抗浪涌冲击电流的能力比较弱,所以一般都是采用超快恢复的高压二极管,比如Microsemi的ATP30DQ1200B系列。
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| | |  |  | | | | | | | 你的系统回路中的电感用多的?是mh还是uh级别的?如果mh级别的应该对于这个浪涌是吸收明显的。如果uh就呵呵了。需要考虑另外的方式了。
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| | |  |  | | | | | | | 请问,如果使用SIC二极管的话,这个浪涌安规的问题,有办法解决吗,三相电流源型PFC应该也有这个问题吧
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| | |  |  | | | | | | | 抱歉问一下,如果在PFC电感前加防雷二极管旁路,三相时为什么有电流通过呢?电感前最高电压也才649V(以最高265V有效值算),母线纹波怎么会这么大? |
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| | |  |  | | | | | | | 谢谢版主,看了你的帖子受益匪浅!希望可以继续讲下去。
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既然是同时导通,那第一个管子为什么电流走二极管而不是走MOS呢?MOS是双向同流器件吧?
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| | | |  |  | | | | | | | | 这个图可能画的有点问题,同时导通肯定是走MOSFET内部的,而不是体二极管。我们都知道,电流都是走低阻抗的路径,当MOSFET导通时,导通的内阻肯定时比体二极管的内阻要小的。
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| | | | |  |  | | | | | | | | | 由高到低电流走捷径。同时导通肯定是走MOSFET内部的。
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这个图应该是某篇论文里面为了方便理解化成这样的吧,看TI的参考设计里面也是这么画的,旁边有注释特意说明为方便理解才这样子画
Though Q1 and Q2 are shown to be not switching here for understanding, the current flow does not change even when it is switched. SW for TIDM-1007 switches the FETs synchronously with each other
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| | | | | |  |  | | | | | | | | | | 同时导通肯定不是二极管,如果只有一路导通,另一路肯定走二极管,走二极管功耗就大了
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|  |  | | | | | (ˇˍˇ) 想~问一问楼主,开关状态里的PNN与POP这里面的P,N,O代表什么意思
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| |  |  | | | | | | P代表连接到正母线,N代表连接到负母线,O代表连接到中点。
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|  |  | | | | | 每相的对管接法是出于什么考虑的呢,如果接成同向的会怎么样? |
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| |  |  | | | | | | 如果不接成对管,假设A相为P,B相不开通,那么A相和B相MOS的体内二极管也会构成回路,会乱套的 |
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 |  | | | | 主电路的等效电路
1、三相三电平Boost整流器可以被认为是三个单相倍压Boost整流器的Y型并联;
2、三个高频Boost电感,采用CCM模式,减少开关电流应力和EMI噪声;
3、两个电解电容构成电容中点,提供了三电平运行的条件;
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| |  |  | | | | | | 你好,可以分享一下推导过程吗?新注册帐号没有财富值...谢谢啦!
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|  |  | | | | | 威少,有个问题请教下,你说的这里三相平衡是怎么得来的,看了半天我也没想清楚三相负载是怎么平衡的?
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|  |  | | | | | 威少,你这里把O和N两点都接地相当于连在一起了,有问题吧?
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| |  |  | | | | | | 输入的N是远端的“地”,因为这个是无中线。而中点O的“地”是模拟出来的一个地,所以不会造成你说的短路。
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还有个问题,你这里推导的时候是先假定了三相平衡的,如果三相负载平衡的话,那O和N之间不是应该相当于短路吗?
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| |  |  | | | | | | 看后面的仿真验真,Eon是5阶梯形波呢,0,正负133,正负266
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| |  |  | | | | | | 可以跟你聊聊吗,我最近有个项目是三相的,不知道是不是也要用维也纳呢,想跟你沟通下。
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 |  | | | | 主电路的开关状态:
三相交流电压波形如下,U、V、W各相差120度
三相交流电压波形
通过主电路可以看出,当每相的开关Sa、Sb、Sc导通时,U、V、W连接到电容的中点O,电感La、Lb、Lc通过Sa、Sb、Sc充电,每相的开关关断时,U、V、W连接到电容的正电平(电流为正时)后者负电平(电流为负时),电感通过D1-D6放电,以0~30度为例,ia、ic大于零,ib小于零。 每个桥臂中点有三种状态,三个桥臂就是3^3=27种状态,但不能同时为PPP和NNN状态,故共有25种开关状态;开关状态见附件! |
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|  |  | | | | | 每相开关管开通时,电感是充电还是放电是不是和eun有关,电感电压=ean-eun
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| | |  |  | | | | | | | 正确,只是这相电压高,电流为正,这相电压低,电流为负,但都是充电,正向或负向充电
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|  |  | | | | | 楼主太给力,这是干活,绝对的好东西,支持,非常的支持,比论文强一万倍 |
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|  |  | | | | | 请问图片中的n是哪个点,在途中没有画出来呀。是三相中性点吗?如果没有中性点,是否存在此n点?
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|  |  | | | | | 为什么不能有OOO模式?OOO模式不可以理解为a/c相流入,从b相流出,为a/b/c相电感进行储能吗?
比如下面分析中提及的OOP模式,a相流入,直接从b相流出,也是为a/b相电感储能吧? |
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 |  | | | | 主电路的发波方式
主电路的工作状态与发波方案有比较大的关系,采用不同的发波方案会在每个周期产生不同的工作状态。
一般Vienna拓扑采用DSP数字控制,控制灵活,可移植性强。
(1)采用单路锯齿波载波调制电流环控制器输出的调制信号被馈送给锯齿波载波,保持恒定的开关频率;在0~30度这个扇区内,每个周期产生4个开关状态,由于波形不对称,电流波形的开关纹波的谐波比较大;采用该种方式进行调试, 桥臂中点线电压的最大步进是2Ed(Ed为母线电压的一半,400V);
(2)采用相位相差180度的高频三角载波,当对应的输入电压是正半周的时候,采用Trg1,当对应的输入电压是负半周的时候采用Trg2,每个周期产生8个开关状态,与传统的控制方案产生4个开关状态相比,8个开关状态相当于频率翻倍,减小了输入电流的纹波,对THD指标有好处;
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|  |  | | | | | 上面我们提到,三相三电平PFC可以看作是三个单相的PFC,每个单相相当于由两个Boost电路组成,在交流电压的正负半周交替工作,正半周如下所示:
以a相为例,驱动信号为高时,则开关管Q1导通(交流电压的正半周)或者Q2导通(交流电压的负半周);驱动信号为低时,开关管Q1和Q2都关断。电压正半周时,a相上桥臂二极管导通;电压负半周时,a相下桥臂二极管导通。 通过上面的分析,采用移相180度的三角载波进行调制,在0~30度的扇区内有8种开关状态,4种工作模式ONO,ONP,OOP,POP。 ONO工作模式:a相和c相导通,b相截至,U和W电压为0,V点电压-400V;该工作状态只给C2进行充电; ONP工作模式:a相导通,b相和c相截至;U点电压为0,V点电压为-400V,W点电压为+400V;
OOP工作模式:U和V点电压为0,W点电压为+400V;
POP工作模式:U和W点电压为+400V,V点电压为0,该工作模式只给C1进行充电;
当然,这只是在0~30度扇区的工作状态,其实在整个工频周期,是有25个工作状态的,具体见我上面发的开关状态附件。ONO和POP这两种工作模式只给C1或C2充电的状态对后面母线电压均压起决定性的作用。
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| | |  |  | | | | | | | 是,但是只有C相给C1充电,AB相没有参与,调节的范围有限
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| |  |  | | | | | | 请问:8种开关模式,也对应着8中工作状态,为什么图中只给出了4种工作状态呢? |
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| |  |  | | | | | | 麻烦问下路线的命名是怎么来的?刚刚接触维也纳,看不懂大神些的,麻烦普及 谢谢! |
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| |  |  | | | | | | 您好,如果三相电压输入电感前加了三相Y型交流滤波电容且三相滤波电容接母线电容的N点,电流走向是不是不会这样走,直接走N点
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|  |  | | | | | 对于B相小于0,在实际中是不是对它进行取绝对值和载波去比较,或是别的方式,不同方式有什么区别
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| |  |  | | | | | | 不是,如果取绝对值就不知道极性了。对输入交流电压采样,比如DSP参考电压是3.2V,可以取一半作为偏置量,即1.6V,低于1.6V的为负,高于1.6V的为正。
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| | | |  |  | | | | | | | | 对,在交流采样电压上面叠加一个1.6V的直流分量。
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| |  |  | | | | | | 之前的解释可能有点偏差,现在更正一下。我们知道,DSP 的PWM模块的载波方式不能改变,一般是无法使DSP产生幅值相同、相移180度的载波时基。
可以用正负半周不同方式实现,具体实现方式如下:
在正半周的时候跟CMPR+比较,在负半周的时候跟CMPR-比较。正半周的时候低有效,负半周的时候高有效。这样就可以产生180度的相移了,其中CMPR-是PI计算出来的值,而CMPR+=PRD-CMPR-
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| | |  |  | | | | | | | 我最近研究microchip数字控制芯片dsPIC33CK系列,发现这个芯片可以更容易的实现,它有个PWM1H和PWM1L对调的的功能(SWAP),将PG1设置为中心对称互补的方式,当检测到Vac过零点,将两个pin脚的信息互换,而且在互换的过程中不会出现多周期或者丢周期而导致电流畸变的问题,也可以达到载波移相的目的。 |
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| | |  |  | | | | | | | 你好,威少,最近也在研究VIENNA,有两个地方一直没有太理解,想请教下。
1、如驱动时间所示的图片,算出来的空间矢量的时间后,如何转化为PWM的占空比,他们之间的等效关系是怎么样的,需要把所有的大扇区对应的小扇区矢量列出来,再去对应其开关状态,再根据开关状态来合成每一路PWM的导通占空比嘛。特别是在其他大扇区2-6内是怎样的,是不是每个扇区计算关系都不一样?
2、如图所示,用DSP28335产生3路PWM驱动波形,在不同扇区的时候,驱动波形应该是不一样的(有些是先高后低,有些是先低后高),如何让DSP用同一路PWM,在不同时刻,产生这样不一样类型的驱动波形?
一直没想明白这两个问题,还请指教。谢谢!!!
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VIENNA驱动波形
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驱动时间波形
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| | | |  |  | | | | | | | | 1.扇区都是一样的,360°可以分为6个扇区,你只需要分析0-60°就可以了,其他都是类似的。
2.不是同一路PWM,是三路不同的PWM,硬件配置好就可以。
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| | | | |  |  | | | | | | | | | 威少,你好
我的理解是这样的,就是三相是由三路不同的PWM来驱动。三相总共为A B C,分别由PWM1 PWM2 PWM3三路独立的PWM来驱动。
以A相为例,在不同大扇区的时候,A相输出的PWM波形,比如第1扇区为的A相为两边高,中间低。等到了第2扇区的时候,A相的PWM就变成了中间低,两边高了。当大扇区切换的时候,这个时候需要更改A相PWM波形的类型,我用的也是TI的28335,想咨询下这个有没有什么好的具体办法来实现?
如果硬件设置好的好,应该是在程序初始化的时候,就配置好了A相PWM的输出方式,当时大扇区切换的时候,需要在PWM输出过程中进行切换,这个如何操作我一直没弄明白,是需要重新初始化一遍A相的PWM的配置嘛?
另外我想再咨询下,用DSP程序中,对于这些坐标轴转换,锁相环这些功能,TI的函数库里面是不是有现成的模块,还是要自己来写?如果直接自己写的话,三角函数可有好的实现方法,比如采用查表法,还是直接用数学运算的方式来实现?
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| | | | | |  |  | | | | | | | | | | 你好,不需要重新配置PWM初始化的硬件底层啊,之前配置好了是什么样的方式就用啥样的方式,上面的都是应用层的算法实现的。具体的做法你可以看一下25楼的实现方式,同时也请仔细看一下6楼的发波方式。不过用Microchip的dsPIC33CK系列这个方式很容易实现,直接在过零点的时候让两个脚进行swap,而且还没有丢周期的现象,可以很好的解决在电流过零点的畸变。TI的库我不是特别的清楚额,你可以咨询一下他们的技术支持。
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| | | | | |  |  | | | | | | | | | | 你好,你理解清楚了吗?能给解释一下吗?我也有同样的疑惑。
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|  |  | | | | | 最近在看ti的三相维也纳的控制程序,我看程序里使用的发波方式是三角波,但是在输入电流的正半周和负半周发波方式是完全一样的,没有进行180°相移,不知道是为什么?
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|  |  | | | | | 就这个发波方式不太理解,请教老师,这两个三角波从哪里来的?
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 |  | | | | 控制方案
我们知道,这种控制电路一般采取双环的控制方式,即电压外环+电流内环。电压外环得到稳定的输出直流电压,供后级电路的使用(比如Three Level LLC、PS Interleave LLC、PSFB 等),电流内环得到接近正弦的输入电流,满足THD和PF值的要求。
其实数字控制无非就是把模拟的方案转换为数字的运算,其中最经典可以参考TI 的UC3854,利用它的控制思想来实现数字化。
PFC母线输出电压经过采样和滤波由DSP的ADC采样到DSP内部,与电压给定信号进行比较,产生误差后经过Gvc(s)补偿起后输出一个A信号,然后通过乘法器与交流AC电压相乘得到电流的给定信号,正是该乘法器的作用才能保证输入电压电流同相位,使电源输入端的PF值接近1;将采样的电感电流波形与电流给定进行比较得出误差,经过Gic(s)补偿器进行补偿后得到电流环的输出值,该值直接与三角波进行调制,得到PWM波形,控制电压和电流;大致的控制框图可以用下图来简化表示;
其中:Gcv(s)电压环的补偿函数,Gci(s)为电流环的补偿函数,Hi(s)为电流环采样函数,Hv(s)为电压环采样函数,Gigd(s)为电感电流对占空比D的函数。 |
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|  |  | | | | | 请问一下一般充电桩模块三相维也纳PFC的开关频率大概是多少?谢谢
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| |  |  | | | | | | 按照现在功率器件的条件,一般设计在25kHz~45kHz比较好。
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|  |  | | | | | 威少您好!就是在第6点输入电压采样之后为什么加偏置电压之后再整流,一般不是整流之后变成馒头波再加偏置电压吗?而且采样电压加偏置再整流 不会出现大小馒头波吗,这个地方不是特别理解
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| |  |  | | | | | | 采样之后要进DSP进行控制,但DSP的AD输入电压范围是0-3V(335的话)
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|  |  | | | | | 楼主您这个控制模式是滞环电流控制模式么?我看还有DQ+SVPWM控制,两者哪个更好些?各自的优缺点?
感觉你这种控制模式很像单相的平均电流控制模式,只不过变成3路了,并且加入了一个偏压环。
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 |  | | | | 控制地AGND的选择
在传统的单相有桥PFC中,一般把PFC电容的负极作为控制AGND,因为该点的电压通过整流桥跟输入的L、N相连。当输入为正半周的时候,AGND为整流桥钳位在N线;当输入负半周的时候,AGND被整流桥钳位在L线;所以母线电容的负极地AGND(相当于PE)是一个工频的变化,由于输入一般都是50Hz的交流电,所以相对还是比较稳定的,可以作为控制电路的控制地。
但是相比较Vienna PFC就不一样了,母线电容的中点相对与工频电压中点(PE)是一个开关级的5电平高频变动的电平:±2/3Vo、0、±1/3Vo(这里的Vo代表母线电压的一半,典型值400V,5电平是如何产生的请参考开关状态附件的eon),如果以如此大的高频波动去作为控制地的话,那么噪声和共模干扰就会非常的大,可能会导致采样电压和驱动不准确,严重影响到电路的可靠性。
由于电容中点的高频变化不能作为控制地,那怎么办?我们是否可以认为的构建一个虚拟的地来作为控制地AGND?我们可以采用在三相输入之间通过分压电阻相连,采用Y型接法来产生虚拟地而作为控制地。不过构建了这个控制地后,那么其他所有的采样、驱动都要以差分和隔离的方式相对于这个控制地来工作。采用这种方法,是不是完美的把电容中点O与控制地AGND分开了,避免了高频剧烈变动带来的干扰。
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|  |  | | | | | 楼主,请教一下,为什么说单相PFC中AGND相当于PE,还有你说AGND时一个工频的变化,请问你指的是相对于哪一点?
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|  |  | | | | | 实际上,一般既不是母线的地,也不是虚拟的这个中点地,是辅源隔离产生的一个控制地 |
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 |  | | | | 母线均压
我们知道,三相Vienna PFC拓扑的母线电压800V是由两个电容C1和C2串联进行分压,电容中点的电位O由电容的充放电决定,两个电容的电压应该保持均衡以保持真实的三电平运行条件。否则输出电压可能包含不期望的谐波,甚至会影响到电路的完全性。
三相三电平PFC正负母线的均衡度会影响PFC的性能:
1、输入电流THD;
2、功率开关管和二极管的应力(本身以及后级功率电路);
3、动态时母线电容容易过压;
电容中点的电位偏差与PFC正负母线电容的充放电过程相关,通过附件 开关状态可以看出,a组和z组工作状态没有电流流入或流出电容中点,因此两个电容的充放电是一样的,不会产生偏压。只有b、c、d组的开关状态才会影响到PFC母线电容充放电的差异,产生偏压。
根据前面的工作原理分析,POP工作状态只给电容C1进行充电,ONO工作状态只给电容C2进行充电,故可以根据这两个工作状态来控制中点电位,在控制中可以调节ONO和POP两个工作状态的作用时间来进行均压。
这个时候可以在整个控制环路中添加一个偏压环,用于调节ONO和POP的作用时间,来进行母线电压的均压作用。 具体实施方:是分别对正母线和负母线进行采样,然后得出差值(直流分量),该差值经过偏压环的补偿器调节之后叠加到输入电流参考正弦波,经过精密整流后变换为幅值有差异的双半波作为电流环的给定,以此来改变ONO和POP的作用时间,改善PFC母线均压。 如下图所示,compa、compb和compc分别是每相的电流环计算出来的结果,以0~30度扇区为例,当正母线相对于中点的电压低于负母线时,正半波的给定变小,负半波的给定变大,POP工作状态的时间变长,给正母线电容的充电时间变长;ONO工作状态的时间变短, 给负母线电容的充电时间变短。当正母线相对于中点的电压高于负母线时,正半波的给定变大,负半波的给定变小,POP的作用时间变长,给正母线电容充电的时间变短,ONO的作用时间变长,给负母线的充电时间变长。 图中comp值实线代表上个周期的值,虚线代表当周期需要的值;阴影部分代表变化的时间; 以上说明的是主功率回路正常工作时候可以通过调节来控制PFC母线电容的均压,但是当模块起机的时候呢?可以采用辅助电源直接从+400V~-400V之间进行取电,由于电容有差异性,内阻不可能完全相等,也会差生偏压。还有一个是要采用更高等级的MOSFET,成本高,而且现在充电模块的待机损耗也是一个问题,很多客户要求模块的待机损耗不能超过多少。 当然还有另一种辅助电源取电方式,也是现在厂家主流的方式。就是正负母线均挂一个辅助电源,在起机的时候通过充电电阻给母线电容充电,变压器采用绕组竞争的方式,谁的母线电压高,就采用谁供电,这样可以很好的保证模块在起机过程中的均压效果;在模块正常工作起来以后,也是同样的道理。而直接从+800V取电没有这种效果。 |
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|  |  | | | | | 仿真波形
输入电流波形。
输三相电流波形
桥臂中点的线电压
输入线电压峰值与PFC总母线电压的比值定义为调制系数m,m=Vlp/2Ed;其中Vlp是线电压的峰值;整流器可以被认为是与市电通过PFC电感连接的电压源,为了使输入电流正弦,桥臂中点线电压也应该为正弦波形。
而实际情况下桥臂中点线电压是正弦 PWM波形,谐波分量和最大步进是两个主要考虑的因素。(1)当输入线电压峰值值大于Ed时,桥臂中点线电压电压波形euv,是一个5阶梯的电压波形,幅值为0,±400V,±800V,步进是400V;
(2)当输入线电压峰值值小于Ed时,桥臂中线线电压波形是一个3阶梯的电压波形,幅值为0,±400V,步进为400V;
桥臂中点相对与市电中点的电压波形eun,是一个9阶梯的电压波形;幅值为0,±133V,±266V,±400V,最小步进是133V,最大步进是266V;由于功率开关管和散热器之间有寄生电容,这个阶梯信号会产生共模噪声;
电容中点O相对于市电中点的电压波形eon,是一个5阶梯波形,幅值为0,±133V,±266V,步进为133V;
以上仿真波形可以对照着附件开关状态进行分析。
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| |  |  | | | | | | 哇呜,大电源,最近玩了一段时间PLECS,发现例程中居然有这么一个大杀器。
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| | | | |  |  | | | | | | | | | 哈哈,那确实可以。不过这个saber仿真的模型是按照DSP控制的思想去建立的,不过也可以反过来看。 |
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| | |  |  | | | | | | | PLECS的example简直是大杀器,基本拓扑自己都不用搭了
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|  |  | | | | | 您好,我看您这边有对母线的中点电位进行平衡控制,那我想问一下,中点电位的差值经过PI调节之后是应该和电压环输出的值一起作为给定正弦电流值来经过电流环呢?还是说将其直接放入svpwm中进行调制呢?我看您这边是选了前者,但有的一些文章是选择了后者,我觉得好像不是很对。 |
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 |  | | | | 到此为止,原理性的和控制相关的基本写完了,后续如果觉得有需要,再进行补充。一般像这种复杂点的拓扑,模拟控制是比较难实现,在实际调试过程中也会遇到很多问题,不知道论坛里面有没有兄弟实现。如果有实现的,是否方面一起探讨。 现在数字化是一种趋势,越来越多的电源需要智能化,要么半数字化,要么全数字化。那要实现数字化,如何实现呢?数字控制无非就是将连续的模拟信号通过采样-保持-转换的过程将模拟连续的信号转化为离散的信号。然后在MCU里面通过一系列的数学计算,实现想要的功能(见85-88L)。
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|  |  | | | | | 因为之间有个写三相维也纳的帖子,作者本身就只大概说了一个开头,太监了。后来看大家对这个帖子提出的问题很多的,本着想借这次机会跟大家系统的说一说,打算后面还想讲讲后续如何实现数字化、程序如何实现、数字补偿器等,但从大家的反应来看,貌似热情没那么高,难不成这几年大家扎堆搞充电模块,都搞懂了?所以后续这个帖子就不再更了。
不过大家有相关的问题还是可以提,大家一起交流。
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| |  |  | | | | | | 威少讲的挺好,希望继续讲。先提问一个PFC电感的计算,是在低压输入和最大电流时去计算,因为这一点直流偏置最强烈,电感量最低。但是电感两端的deltU应该怎么确定?一端是电网输入,一端是跳变点。
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| | |  |  | | | | | | | PFC电感的大小由所允许的纹波电流决定的,它与 电感两端的电压波形和频率相关。至于PFC电感两端的应力,根据前面的分析,PFC电感的前端接入AC电压源,后端电压在开关不同的状态下分别接PFC电容三个电位,P,O,N,我们以输入的三相中点为基准,PFC母线电压是波动的,三个状态的电压分别为:
其中Vu,Vv,Vw为三相桥臂中点相对母线电容中点的电压,以A相为例,当Va>0时,Vu可以取0,400V,而其余B,C相可以取除(400V,400V)以外的任意值,因B,C相不可能同时为正,所以此时PFC电感右端的电压范围-133~533V.
同理,当Va<0时,Vu可以取0,-400V,而其余B,C相可以取(-400V,-400V)以外的任意值,所以此时PFC电感右端的电压范围-533~266V.电感两端的电压峰值出现在该相60°时(大于60度后其余两相为负,GND到0的电压最大值变成了133V),故电感两端的最大电压值为:
电感右端的电压波形如下:
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| | | |  |  | | | | | | | | 楼主,你好,我算了下,当Va>0时,PFC电感右端的电压应该时-133V~533V,你在检查一下你算的是不是错了?还有就是你现在只求出了电感两端电压大小,但是导通时间怎么确定?也即占空比怎么确定?希望楼主能把完整的电感计算公式推导一下,谢谢!
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| | | | |  |  | | | | | | | | | 是的,你说的是对的,我刚才又仿真了一下,确实是-133V~+533V,感谢提醒
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| | | |  |  | | | | | | | | 你文章的内容我都详细看了,就这一段好像不明白。
“而其余B,C相可以取除(400V,400V)以外的任意值,因B,C相不可能同时为正,所以此时PFC电感右端的电压范围-266~533V”
这段可以详细解释吗?此时VvO不是应该是-400V或者0V,VWo不应该是取400V或者0V吗?PFC电感右端的电压范围-266~533V是怎么得出来的
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| |  |  | | | | | | 期待后面的部分算法实现继续讲讲,不要像你推荐的那个帖子一样烂尾了。
另楼主有没有做出来相应的产品发出来让我们看看眼界,以及您运用的是模块还是分离器件搭的?维也纳的开关管的驱动电路能否做些介绍呢?实物图让吾等膜拜一下。
另有没有兴趣讲一讲三相VSR(三相可控整理)的PFC拓扑结构?因为三相PFC的方案有这两种,在充电桩的运用里面大多的选择了维也纳的拓扑。
而实际中,如果能实现与能源的相结合,显然VSR可能更有优势。可以做更加大的系统,实现能量的双向流动和三元换流。
难道充电桩的眼界就仅限在了AC~DC,不考虑能源的双向流动以及公用母线接入太阳能能源吗?还是仅仅是成本的限制了?期待楼主的答复。
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| | |  |  | | | | | | | 我之前有做过三相VSR的产品方案预演,没有搞成功还。
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| | | |  |  | | | | | | | | 其实控制思想我已经在楼上已经说过了,实现产品化就是采样上述控制思想;后面如果有时间继续也大概是讲讲如何实现数字化,以及如何从S域到Z域的控制器设计。产品肯定是做出来了,只是不方便公开。现在充电模块展会上大多数厂家都会有相关的图片;充电模块都是采用分离元器件在PCB板上实现的,没有采用像IPM之类的模块,无非就是一些MOSFET、磁性器件等;至于你说的驱动电路可以有多种,唯一的难点就是需要隔离,将DSP发出的PWM通过隔离芯片+驱动IC或者驱动IC+驱动变压器来驱动MOSFET。
至于你说的三相VSR,没有做过额,不是太了解啊。
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| | | | |  |  | | | | | | | | | 谢谢,我在仔细的阅读阅读你的帖子,另对于充电桩的运用,难道就没有考虑做成一整个能源系统吗?如果考虑做成能源系统的话,现在这种市面上上的维也纳的拓扑可能就不是最优选择了。
对于充电桩市场,能否介绍一下主要的厂家?谢谢
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| | | | | |  |  | | | | | | | | | | 现在的充电模块主要是做整桩给乘用车充电,小汽车的电池电压相对偏低一点,大巴的电压相对高一些。
你说的双向的难道是要从汽车电池内部逆变到电网?我觉得没有这个必要。
目前国内主要的厂商我觉得是英飞源、优优绿能、浙江中恒等几个厂家做的比较好。
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| | | | |  |  | | | | | | | | | 您好,我拆了一个6kW的VIENNA样机  ,看到升压电感上并联了RC,不太理解这个RC的作用,大神能帮忙解释一下吗?
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| | | | | |  |  | | | | | | | | | | 在上面串联RC无非就是减小电压应力,你可以看我上面的分析,电感两端的电压波形。不过我们在实际应用中没有这样使用。
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| | | | | |  |  | | | | | | | | | | 由于电感两端电压跳变比较大,加这RC可以有效优化EMC; |
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|  |  | | | | | 虽然有很多地方不是很懂。。。但真的很佩服,讲的很细致,不亚于看了一篇高质量论文。
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|  |  | | | | | 一直对维也纳整流有兴趣,之前看的资料都是偏理论的,难得楼主从工程实际角度来讲解,受益匪浅,希望楼主能继续。
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 |  | | | | WESTBROOK,你好!
请教个问题,这个PFC电感的计算方法,以及磁芯的选取,采样什么样的磁芯更好? |
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| |  |  | | | | | | 大侠,一般纹波电流系数r取多少比较合适?在峰值处可否能取得更大?谢谢!
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| | | |  |  | | | | | | | | 大侠,我最近在调试三相维也纳PFC,发现驱动波形占空比超过0.5就会引起次谐波振荡,从DSP出来的波形没有,但是经过与门之后就会有,这个有什么办法解决吗?谢谢!
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| | | | | |  |  | | | | | | | | | | 大侠,问题解决了,是过压保护信号触发硬件保护导致的
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| |  |  | | | | | | 你好,维也纳电路中,二极管很容易坏,一般是啥原因?
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| | |  |  | | | | | | | 功率器件损坏无非就是过压、过流或者过热,你测试一下电压电流和温升。
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| | | |  |  | | | | | | | | 楼主你好,saber仿真可以私信给我学习一下吗?由衷感谢!
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 |  | | | | 讲得很细致,期待如何程序化实现。请问三相相电压采样可以直接在程序里采用的吗?好像相位有漂移,锁相会有问题。谢谢!
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|  |  | | | | | 我们采用的是直接对三相电压进行采样并进行计算,并没有啥问题呀。
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 |  | | | | 威少,三相pfc采用单周期方式控制有没有了解?以前我用ir1150做过单相的,不知道能不能移植到三相上来 |
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|  |  | | | | | 这玩意最简单的控制就是三个单相控制,三个电压环三个电流环,再弄一个偏压环叠加到前面的电压环反馈上
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 |  | | | | 讲得非常透彻,设计中需要注意的点都有说到。请问一下仿真用的是Saber吗?仿真文件方便传上来吗?
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|  |  | | | | | 嗯,用Saber仿真的,如有需要,可以私信,不方便公开传播。
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| |  |  | | | | | | 你好,我最近刚开始学习vienna整流电流,一直用的saber仿真,之前看的仿真都是适用于DSP编程的,我想了解一下你的仿真,你发的控制电路更适合搭建模拟电路的实物,邮箱是 njgongyuwei@163.com,谢谢!
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| |  |  | | | | | | 大神您好,您会用matlab进行三相维也纳整流器的仿真么?
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| |  |  | | | | | | 威少,能发个三相维也纳的saber的仿真文件吗?正在看你的帖子学习
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 |  | | | | 楼主还是一如既往的走技术的路线哦。坚持就会有回报的。
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 |  | | | | 如何实现数字化
应广大网友的要求,现在将模拟控制如何转化为数字控制进行简单的介绍。
首先是环路的原理进行分析,其实可以根据UC3854模拟的环路 进行分析。输入交流电压和电感电流,以及PFC母线电压经过采样和滤波由DSP的ADC口采样到DSP内,然后通过一个电压反馈补偿器Gcv(S),输出电压环的反馈信号Vc,然后通过一个乘法器单元将电压调节器的输出Vc与输入电压的全波整流波形相乘,得到整流桥后电流的指令值Iref。正是该乘法器保证了输入电流与输入电压同相且波形相同,使电源输入端的功率功率因数为1,它是实现功率因数校正功能的关键。在图1所示的电路中,PFC参考电流合成器还包含了一个输入电压全波整流值的平方电路和除法器,主要是为了提高控制系统对输入电压变化的动态响应速度,它对于宽输入电压范围和输入电压波动较大的应用场合更为必要,我们将上面的电路框图用传递函数框图表示:
其中:Gcv(s)为电压环的补偿函数,Gci(s)为电流环补偿函数,Vm为载波幅值,Gigd(s)为电感电流对占空比D的函数,ZL(s)为电感电流到输出电压的阻抗,Hi(s)为电流环采样函数,Hv(s)为电压环采样函数。 在三相PFC的数字控制当中,可以采用Microchip双核dsPIC33CH系列,由于其内部具备双核CPU,所以整个控制我们分配在两个内核中,主核Master完成电压环以及保护和快速采样滤波计算等环节,从核Slave完成电流环和发波的功能。
双核系列的dsPIC具有如下特点: 1) 主核和从核分别独立工作; 2) 在应用开发阶段可以分别编程和调试; 3) 主核和从核都有它们自己的中断控制、时钟发生器、端口逻辑和外设资源; 4) 主核最大工作90MIPS,从核最大工作100MIPS;
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|  |  | | | | | PFC电流环
在Vienna电路中,两组PFC母线电容对输入等效为以中点为基准的两个并联电容组,三相二极管电流对其充电,对输出而言其又等效为两个串连的电容,对负载供电,所以每相流入PFC电容电流和流出PFC电容电流的关系为2/3。 故三相Vienna拓扑的主电路传递函数为: L_fulload为满载情况下PFC电感值,RL为电感串联电阻。 我们知道了主电路的传递函数后,其他比如AD增益(包括采样、保持、转换)、硬件采样电路、Fm等传递函数都可以表达出来了。这样除了补偿器之外的开环传递函数都清楚了,计算或者仿真出除补偿器的Bode图,根据开环传递函数的Bode图,设计出合理的补偿器。 在数字电源控制中,一般采用的补偿器有PI控制器、SZSP控制器、2P2Z控制器、3P3Z控制等。在开关频率以下,电流环开环传递函数为一个单极点系统,可以将补偿函数设计为一个PI控制系统。 由于PFC电感在不同的直流偏置下感量变化非常明显,nFeSi材质在正弦电流过零点和峰值附近相差近3倍,为了能提高过零点的低频增益和带宽,同时保证峰值附近的稳定,我们需要实时的调节电流环的相关参数,这样能时时的改善带宽和增益。
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| |  |  | | | | | | 楼主 ,请问有没有Vienna拓扑主电路传递函数方面的论文,2V/3SL还是推不出来,查看其它论文传递函数结果不一样,差了2/3
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| | |  |  | | | | | | | 由图中可以得到答案,只是该图的VDC是一个电容上的电压,具体到Vienna电路中VDC应该×2!!具体参考《电力电子系统建模及控制》(徐德鸿)
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|  |  | | | | | 电压环
PFC电流内环和功率级形成一个电流源,因此PFC电压环的被控对象在低频可以等效为驱动电容的电流源,在100Hz频率附近,电压环开环传递函数为一个单积点系统。PFC电压环在确保当负载变化时输出电压稳定的同时,带宽应该足够低,从而使频率大于100Hz时的环路增益足够低,以减小PFC输出电容上的100Hz电压纹波对PFC输入电流的调制作用,否则该调制作用会引起输入电流的严重畸变,当然过低的电压环带宽回导致电压动态速度过慢,在THD设计满足要求的情况下,可以再调节带宽。 以上是针对稳态的电压环设计,如果输入或者输出在进行动态跳变,为了保证电路的可靠性,可以加入快环。也即在动态时,为了加快环路响应,满足动态的要求,采用另外一组环路参数,同时去除软件滤波。当总母线电压采样大于或者小于当前总母线电压给定的一定值时,进入快环;当总母线电压采样不再大于或者小于当前总母线电压给定另一值时,退出快环。当然,由于母线电容的ESR容易受环境温度的影响,所以当环境温度过低时,母线电容的ESR增大,电压环调节过快,会导致母线电压过压。 所以电压环的设计不仅要考虑到稳态的低带宽,还要考虑动态响应以及受环境温度的影响。
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|  |  | | | | | 补偿器的数字化
数字补偿器设计流程如下: 1) 首先选择一个合适的已知原型滤波器传递函数(要选择合适的零极点); 2) 将该原型滤波器的s域传递函数映射到z域中; 3) 将z域转换为时域内的线性差分方程; 从s域到z域的变换,我们一般采用双线性变换,又称Tustin变换和梯形变换。它将s域中的模拟传递函数转换为z域中的等效数字传递函数,它只是表示的一个近似值,相对于采样频率的交叉频率越低,近似值就越可靠。 以3P3Z控制器设计为例,在s域的表达式为: 进行双线性变换,将
带入Hc(s)中,经过化简可以得出z域表达式: 将z域转换为线性差分方程: 在MCU里面执行的大致过程如图所示:
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| | | | |  |  | | | | | | | | | 你说的是三相Vienna后级LLC?可以采用三电平LLC,也可以采用interleave的LLC。
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| | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | 本来想借这次活动机会讲讲后面LLC的,不知道有没有时间,大家是否有兴趣。
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| | | |  |  | | | | | | | | 我看资料上说,加入占空比前馈可以改善THD,它是用环路计算处来的占空比D0和前馈占空比D1加权相加得到一个最终的占空比,现在我不理解前馈占空比该如何取值,它的权值又该怎么确定?
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| | | | |  |  | | | | | | | | | 你说的这个前馈应该就是解决电流相位超前电压相位的,给个资料你看一下。
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|  |  | | | | | 自此,该帖子根据提纲完整的进行了描述,完贴。如大家有什么疑问,可以在帖子内进行交流。
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| |  |  | | | | | | 在此请教一下威少,三相VIENNA整流器采样输入电流波形,在软件中使用哪种滤波方式比好合理呢?
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| | |  |  | | | | | | | 电流采样在软件中不要滤波吧,不然你电流带宽怎么做高?
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| | | |  |  | | | | | | | | 那意思就是说,只需要外部硬件滤波就行了? 采样进来的值直接参与电流内环运算? |
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| | | | |  |  | | | | | | | | | 是的,外部硬件滤波也不能太大,对相位损失有很大影响。
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| | | | | |  |  | | | | | | | | | | 看了老兄的贴,给出的控制方法应该应该是分别对三相进行对立控制。控制的原理有点像3854的控制方法。不知道有没有和SVPWM的控制做过对比。老兄给出来的参考文章主要是SVPWM控制的,而且SVPWM控制给出的方法也有不同。有部分论文的内容用DSP实现应该是比较困难的。
我也去查了一份资料,这种SVPWM的控制方法DSP实现会比较好,这部分在做仿真,完成之后在发出来看看。
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|  |  | | | | | 你好,能讲讲,空间矢量的DQ变换原理吗?里面用到了锁相角。
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 |  | | | | 您好,我是研一电力电子方向的学生,着手VIENNA整流器的仿真和实验验证,自己搭了一个带有占空比前馈和重复控制的复合控制模型,但是在设计电流环补偿传递函数的时候总是觉得有问题,某一组PI参数代入开环传递函数后绘制bode图明显是不稳定状态但仿真结果却良好,而有一定稳定裕量和带宽的PI参数电流波形却很糟糕。不知道是哪里出了问题,阅读了很多关于PFC和三相PFC整流建模控制的论文和书,发现说辞都不太统一,然后搜到了您这篇帖子想请教关于电流环开环传递函数确立的时候,除了补偿函数,占空比到电感电流的传递函数,PWM调制传递函数之外,是否要考虑采样延迟还有PWM里的延迟..以及有的书上是用一个惯性环节1/1+Ts表达延迟,有的论文是用e^-Ts*s来表示..
开关频率15kHz 输入电感200μH 直流侧电容5000μF,给定电压700V 这个是某组PI参数的电流波形,但是按照右侧的传递函数绘制bode图 发现是不稳定的..希望得到前辈的指点。。。右侧计算好的传递函数是之前50kHz和800μH下(请忽略..),已经另外修改计算了。
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|  |  | | | | | 开环传递函数要将所有的延迟时间考虑进去,包括硬件采样、AD采样、PWM发波等,这样才能建立更精准的数学模型。
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|  |  | | | | | 请问楼主,你的在三相不平衡或者缺相的情况,输出电压纹波会不会变大?
我的在不平衡时输出电压纹波高达5Vp_p,缺相时会高达8Vp_p,
我是用单周期控制的。
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| |  |  | | | | | | 不平衡 在规格内输出纹波基本没啥变化,但是缺相的话不是电路保护了吗?还需要工作?
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 |  | | | | 感谢楼主分享,最近正在进行三相vienna拓扑的研究,受益匪浅啊 |
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| |  |  | | | | | | 您好,拜读完您的帖子感觉您知识特别渊博,小弟最近想尝试用SABER做一下模拟数字混合仿真,恰巧看到了您是用这个软件做的仿真,所以想请教您问题,我自己搭了一个DC/DC电路,按照我的理解因该内有大问题,可是一仿真就会报错,我用的是2007版,您有空了麻烦给看一下,问题出哪里了,谢谢。
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| | |  |  | | | | | | | 其实saber软件我也用的不是特别熟悉,你可以去仿真专区问问大神。
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 |  | | | | 在看之前,首先对版主的贡献表示肯定,希望多有这些好帖子,供大家学习讨论。 |
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|  |  | | | | | 呵呵,我不是版主,哪有版主那么高深,我也就是一线干活的苦逼小兵。
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 |  | | | | 请教一下,电压环和电流环的带宽穿越频率分别是多少,谢谢,学习中 |
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|  |  | | | | | PFC电压环一般在10Hz左右,主要是抑制输出电压纹波对电流环的调制,因为输出电压的调制输出作为输入电流的参考给定,所以越稳定越好。
电流环肯定是越快越好,一般情况在工作频率的1/10~1/20左右。电流环穿越频率越高,电流跟踪的越好,THD指标越好。但是太高了就不稳定了,高频噪声会进行干扰。
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| |  |  | | | | | | 你好,我看到这个代码在计算输入电压的线电压有效值时,并没有锁相环或者FFT提取,请问是普通的滤波吗,我看到的这个滤波截止频率是57HZ,这个怎么能保证精度呢,谢谢
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| |  |  | | | | | | 你好,我看到这个代码在计算输入电压的线电压有效值时,并没有锁相环或者FFT提取,请问是普通的滤波吗,我看到的这个滤波截止频率是57HZ,这个怎么能保证精度呢,谢谢
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| |  |  | | | | | | 还有一个问题也想请教您,后级LLC的电压环和电流环的带宽分别是多少,因为要恒压和恒流,麻烦告知,谢谢
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| | |  |  | | | | | | | 电流环在开关频率的二十分之一到十分之一比较好,电流环就不知道了,之前做的电流环稀烂
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| |  |  | | | | | | 楼主你好,我们项目部正在调试这个维也纳电路,单相调试,发波时,相电流有异常,并且波动比较严重,目前排查了很多问题,验证很多方案,绝没有很好地解决,不知道你有没有什么经验之谈? |
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| | |  |  | | | | | | | 单相调试就是一个普通的boost电路啊,这个应该比较简单吧。
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 |  | | | | 无意中发现的,感觉简直太有帮助了,希望以后可以多跟您学习,交流。 |
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 |  | | | | 请问群主,文中提到的精密整流是什么样的要求和电路?多谢指教 |
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|  |  | | | | | 就是将电流的交流波形整流成馒头波啊,DSP无法检测到负的电压。你可以在网上查一下!
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| |  |  | | | | | | 想问您一下电流环结构里的Kpwm这个增益到底应该是怎么理解?仿真的时候,Kpwm/(0.5Ts+1)这个环节应该是属于哪个部分?
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| |  |  | | | | | | 直接硬件做精密整流,然后馒头波进采样,每相单独控制的话,DSP计算占空比与电压电流相位无关。
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 |  | | | | 实际应用出真知,虽然讲述的很全面,但还是得实际应用的过程中更容易深入理解,原谅我这还不能很好的理解  |
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|  |  | | | | | 求仿真文件,非常感谢!3258710767@qq.com |
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 |  | | | | 工作第六年了,最近新项目前级整流打算从高频PWM整流换成vienna整流,得从头开始学了,最难的是SV调制,看到您这个贴子,有种雪中送炭的感觉,感谢楼主无私地分享,还得麻烦您有空帮发一仿真文件参考,万分感谢, wlp36251988@126.com |
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 |  | | | | 楼主,想请教您一个问题,三相输入任意一相对于输出BUS中点测试的波形是不是比较稳定的正弦波?非交错方案。我们目前还没有调试成功,测试这一个波形发现抖动特别厉害。希望您能看到,并帮忙解答下,谢谢!
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| |  |  | | | | | | 目前我们调试的时候输入对BUS中点是正弦包络,但是其中叠加高频震荡,震荡的频率是开关频率,我判断这个震荡会导致采样系统还有辅助电源有震荡,有没有什么方法导致不震荡,软件上应该怎样处理?
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| |  |  | | | | | | 感谢您的回复。能不能贴一个您的实际仿真波形我们参考下
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