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|  |  | | | | | 有时间过久，公司内部资料，测试资料不全。全凭记忆。 感谢支持。
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| |  |  | | | | | | https://bbs.21dianyuan.com/thread-331520-1-1.html本人的拙作，望点评一下。
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| | | | | | | 现在器件功能越来越强大，不用那么复杂电路了，LLC国产一颗超级二极管直接替换同步整流IC+MOS,零外围。能配合到1000W左右。18617191882加微信发资料
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| | | | | | | 现在器件功能越来越强大，不用那么复杂电路了，LLC国产一颗超级二极管直接替换同步整流IC+MOS,零外围。能配合到1000W左右。18617191882加微信发资料
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| | | | | 无PFC，LLC谐振：
输入电压：AC165- 260V， AC 180V > 降%30功率充电模式< AC240V
输出电压： 36- 59.8（48V电池组）， 45-73.5（60V电池组）， 54--88.2 (72V电池组）
功率因素：最大 0.65，
最大输出功率：1600W（恒功率）
充电终止：0.1 *最大（A）
亏电补充: 0.2*最大（A）
充电方式：多段式标准曲线，（线性式充电电流方式）
外置电池温度补偿：0.04系数。
软输入插拔。
充电插拔识别，
零电流继电器闭合，
工作频率：100KHZ
下限频率：75KHZ
上限频率 : 200KHZ
高频变压器： EE-55 磁集成，谐振，
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| | | | | | | | | 这要衰减30%。 因为谐振频率会跑低到限制设置值。
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| | | | | 输入 --功率变换- 输出 电路
输入按基本安规做， 整流滤波电容为1UF/1W， 重载时电压浮动较小。
对称LLC谐振半桥， 输入电流采样用穿心互感器，本机没有装元件，这个保护功能取消， 因为电源工作稳定， 控制时序逻辑清晰，后来生产就取消了。变换器就不多讲了。电路中都可以看到器件参数。
输出电容有点特殊， 没有全部采用电解电容， 使用4个1UF 叠层电容（千层糕），该电容温度特性非常好（温升低），适合高频滤波，唯一缺点外皮绝缘较差， 注意元件间距，和避开底部PCB走线。中段用磁棒电感2.2-3uH，承受电流35A，起平滑作用，加470UF电解储能。
输出电流采样由3W 2512封装合金电阻多并。在继电器开关两端各有一路充电电压分压采样， 单向电池识别分压采样，分别提供给比较器作为反馈控制和MCU识别信号。输出末端用一只40A插片保险丝, 为安全起见，这个保险丝是必要的， 如果整流管击穿，相当电池回路短路，机内整流管炸飞，起火一片废墟。引起赔偿纠纷是常见事。因此不能因小失大。
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| | | | | | | | | 稳波不是很大，电池（免维护）本身类似电容特性。叠层电容高频特性比其他电容，价格贵点。 后面还有平滑电感和电解电容。
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| | | | | | | | | | | 专用充电，确实可以这样搞。现在20KW的电动汽车充电模块输出滤波电容也是这样搞的。
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| | | | | | | | | | | 现在很多电源都要做EMI/EMC测试了，尤其是欧美订单。
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| | | | | | | | | 看来，你比较细致， 是错了，应该是5401（PNP） ， 不是5551.
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| | | | | | | 我有一个疑问，如果是做48V的输出，那么恒流阶段的电流会达到20A+，楼主你用的4各0.005的采樣电阻，如果采樣电阻发热导致阻值升高，那么恒流就出现问题了，比如25A恒流可能就会变成22、23A，请问怎么解决这个问题？如果选PPM更小的电阻，那么成本会不会升高？
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| | | | | | | | | 30A内的电流采样电阻是用合金材料，温升很低，误差不大。 |
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| | | | | 这是输出电压，电流放大，比较电流
采用2贴片LM258 运放芯片。 由于主LLC芯片NCP1395的 FB 反馈端适合隔离反馈，因此用光耦隔离。一路电流放大，比较。和电压比较， 跟随隔离提供给MCU
STM8F003作为充电电压，电流信息信号。 来自MCU输出给定的PWM 经过RC积分成直流可变电压 给2个比较器作为比较参考源。
MUC输出的PWM信号调宽占空比积分后可以得到0-5V 的线性电压，能很好控制变换器输出电压，电流的控制性。这种方式在充电机，可调电源中普遍使用。
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| | | | | | | | | 这两个单片机 输出PWM 信号经过积分后变成直流电压供比较器做参考源。 改变占空比就是改变参考电压。 这样就能调节输出电压，和电流
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| | | | | | | | | | | 嗯，你这个思路很好，我也要学习一下。我昨天思考的是，电源刚刚上电时这两个PWM该如何配置，现在再想一想，刚上电和稳态工作时，只要输出电压电流基准确定是多少电平，这个PWM输出值也是固定的。对吧？如果要调整输出参数，可以配置PWM来实现调节。
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| | | | | | | | | | | | | MCU的PWM输出通过软件随时可以调节占空比来改变所需参考电压， 范围很宽，
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| | nc965- 积分：103626
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| | | | | NCP1395的应用： 该芯片是早期NCP第一代产品， 不能直接驱动MOS管。 外加驱动适合做大功率电源。外围设置简单直观，FB控制非常和谐。 这也是被选的原因。典型电路图：
与典型电路对比多增加外围元件。
开始设计第1板根据典型电路一致。在实际调试工作可以正常，如果前级有PFC，就不会存在的问题。
发现电源启动偶尔不顺利，会停机。 而且还发现，随着充电电压的升高，恒压涓流到某个点时，频率到达最高设置值200khz, 出现失控，类似变成硬开关。功率管损耗激增。
这2个问题的困扰几乎让我想放弃。 反复查看资料，6脚， 14脚 的功能引起我注意。 6脚外接电容的容量大小关系到保护打嗝的间隔时间。与14脚电流有着联动关系。当该电容设置小值时，启动困难。 大值时，启动顺利， 但频率到达上限设置值出现失控而不动作。 2个问题都是因为输入，输出的宽电压范围局部出现。而且电流互感器采样也是随输入功率变换而变化。
发现以上这些情况后，想到就是能不能实时控制6脚电容的容量的想法， 实时改变需要实时控制，我想到反馈环控制信号FB5脚，实测5脚在低频段--高频段0.95-4V的变化。这个思路就可以吻合2个问题的逻辑了。 让6脚电容高值时启动，解决启动困难问题， 低值时与14脚联动结合，在频率超上限进入慢关断的类似跨越模式，
有意思的是：这个慢关断在6脚小值电容的联动下， 关断时间与200K频率工作时长形成周期占空比调节（即工作调频，间歇又是周期调宽）。超出200KHZ的上限频率进入调宽工作状态，有效控制住输出功率走向连续空载。 200KHZ 还是软开关状态。 整个占空比周期由6脚电容决定。只要电容值放小，输出纹波也变小。
得出搭建一个实时改变6脚电容容值的电子开关，利用5脚FB电压变化切换电容值。 下面根据电路再次详细描述一下电路图修改后的工作原理。
（这里提示一下：1395的软启动输出PWM变频由高频开始往低频走向，因此电容值太小会引起启动失败，原因就是5脚需要由0.96V打底电压，第一周期输出能量不足时，反馈失败。5脚没有得到0.95V电压，马上关闭芯片输出）
这样就重新调整现在这个电路改版pcb。
当时遇到问题，发过求助贴。
标题
世纪电源网社区 https://bbs.21dianyuan.com/thread-194234-1-1.html
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上电时瞬间， 由于Css 电容（C34）较大， 开始的PWM脉冲频率从上限-下限有点缓慢（有利用减低开机电流应力），FB 上还没得到反馈电压低于0.95V， 该芯片在6脚Ctimer电容的充放电周期内时间内，FB电压为达不到0.95V的话， 就会关闭输出，在电路中6脚有C36（103）电容值较小，周期时间短， 不容易达到启动机制的目的，因此增加电子开关电路Q3,Q4,C24，FB电压为低时， C24（2.2UF）通过Q4对地，6脚电容值为大。这样启动周期时间变长，就可以了。当工作后，FB电压进入正常反馈值，Q3等到偏置导通，Q4关闭， 此时6脚电容又回到C36值。14脚也得到垫高电压受限模拟电流反馈联动，负载越轻频率越高，当FB电压最大 时，频率也达到上限设置的200K值，这个时候14脚实现慢关断的6脚C36时间值， 进入跨越模式。
本电路的改动就是为实现充电机宽电压的LLC瓶颈限制，这样一来就可以实现输出较宽的电流负载范围。这芯片在常规的电源实用中，没有必要改动，C36适当值就可以。
1脚，最低频率， 2脚最高频率，3脚工作频率。 7脚欠压保护， 这里给个工作值。 13脚电流保护，这里实际产品没有用到电流前级保护的电流互感器电路（元件空）。原因是电路工作稳定，后级有电流限制，完善的充电逻辑保护机制。所有省略不焊元件。
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| | | | | | | | | 驱动电路
电路画错了。更改
这驱动电路具有很好无损整形的输出PWM波形，由于D5 D6的反向钳位，会 消隐掉负半波 ，电路简洁，可以驱动较大功率的MOS管。也是我常用的比较满意驱动电路，
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| | | | | | | | | | | 辅助电源，
以3845做的比较典型的输出15V 1.A 主电路供电，12V1A继电器，风机供电。 BUCK稳压5V 给单片机用电。 看起来电路元件比较多，但可靠稳定。
另加一路输入电压隔离采样给单片机作为减功率信号。
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| | | | | | | | | | | | | 主电路mos开关的时候导致供电回路上很大的纹波 请问该从哪方面着手解决呢
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 多谢前辈指点 我后来加大了驱动电阻又重新设计了吸收电路 整体好很多了 请教前辈分享的双驱动电路可以支持300瓦 500kHz的全桥么 会不会频率太高了点呢？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 200K以上用隔离变压器驱动，损耗很大，磁性材料关系。你还是用芯片直接驱动，
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| | | | | | | | | | | | | | | 纹波首要还是要考虑开关管驱动电路，这个很重要，然后是调试吸收电路。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 嗯嗯 确实是增大了驱动电阻 降低了开通关断速度 吸收也调整了一下
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| | | | | | | | | | | | | | | | | Rg 驱动电阻主要是调整驱动电流与MOS的结电容关系，增大电阻，开通速度缓慢，减低开关噪音（开关尖峰），但增大开关损耗， 取值范围（150-500nS）
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| | | | | | | | | | | MCU 控制电路：
免维护电池的良好充电需要对不同充电时段的电流控制，用MCU执行检测电池电压识别作为参考。铅酸电池适合电池组串联充放电使用，也随环境温度影响。
MCU电路中有这么几个控制功能：
电池电压识别，充电采样
充电电路采样
环境温度采样
充电恒压给定，
充电电流给定
充电控制，
输入，输出断电控制。
以及状态显示，
软件以电池电压的采样为主导，分别执行功能， 给定指标。
以电流为主导的保护机制。
以规划充电曲线为引导的执行充电软件机制。
上电充电时序控制：
KV ：控制1395 VCC供电
JK1; 输入继电器
JK2： 输出继电器
pwmV : 给定充电电压
PWMI: 给定充电电流
VAD： 电池充电电压采样
IAD： 电池充电电流采样
ADC-1： 电池正常接通识别。
BO： 市电输入电压采样（减功率采样）
电池温度补偿; 外接端口
烧写端口： 兼容老化状态与充电状态的切换，方便生产老化操作
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| | | | | | | | | | | | | 当220V插拔上电时，经过电阻对输入滤波电容充电，消除插拔瞬间大电流和火花，当输入电压上升到辅助电源启动值，开始电路供电， MCU得到5V供电复位工作。，开通输入继电器。检测充电端接口，无接通电池或极性反接， 提示充电灯闪烁，主电路不工作。待机状态。当接上电池时， MCU检测到正确的电池电，同时检测电池电压对输出滤波电容充电接近电池电压时， 闭合输出继电器。 继电器两端电压接近，避免继电器开关打火（真正做到零电流闭合），
继电器闭合后，MCU首先给定该电池组的最高充电电压， 同时给定初始充电的小电流充电1分钟的定时时间，（ MCU的KV端控制NCP1395的VCC供电）
这个设计思路有以下几个优点：
1 ：避免主变换器开机时的过冲电流，同时可以检测出充电线的接触情况。
2：减低充电机变换器的开机电流应力。保证硬件开机上电稳定性。
3; 小电流初始充电能精细分辨电池组的电池容量， 电池电压情况。
4：方便开发调试，维修的观察。
1分钟后，检测根据电池电压情况，分3个阶段， 亏电（低于11V）， 一般电量（ 12V以上）， 满容量（恒压阶段）
亏电： 电流给定20%充电值 电流充电，一直充到12V， 让后10秒钟时间内缓慢上升到最大充电电流，
一般电量：省略亏电小电流充电段。直接执行缓慢上升最大电流充电。
满容量： 正常恒流，涓流。
这是加液铅酸电池，与免维护铅酸电池的充电曲线。
本案例充电阶段电流，电压转折添加了，缓线性控制，和恒流大电流充电的恒功率曲线，
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| | | | | | | | | | | | | | | 恒功率充电电流的控制：
多段式充电一般采用阶段，阶梯式的恒流控制，因为电池充电的电压是随电化饱和而升高， 如果固定的充电电流方式，充电的功率前期低，后期高。这就需要足够的充电机功率。 如果按恒功率的电流控制方式， 一方面符合电池充电电化特性，又能有效利用充电机功率。其实很有创新性。
按充电阶段的电池电压上升曲线，作为充电电流下降曲线在MCU 软件上计算出的给定电流值线性下降值，就可以实现恒流充电的全阶段实现恒功率。
我的这种充电控制做法很少有人这样做。其实不但符合电池的充电特性要求，也很好对充电机的功率利用，缩短充电时间。
温度补偿：
根据铅酸免维护电池厂家提供的温度补偿系数，计算出不同时间季节的温差，环境温度，这样做是对电池的充电寿命是有益的。
这里不再详细介绍， 根据电池厂家提供的补偿系数在20-25度为起点，计算出最高的恒压（电池极限值）就可以。
充电机的老化：
我曾经在厂家发现充电机出厂老化时非常不方便， 需要在充电机输出端给予假电池电压触发，才可以开机，操作工人真的很难。 这样的问题，工程师们都不会去完善。确实不能怪工人们骂娘。
其实很简单，在软件上增加一条不执行电池检测程序就可以解决。利用烧写口的I/O，高低电平的切换就可以实现，
用一个2.54断接块插拔 或开关，就可以实现解决老化操作难的问题。 如果你还没关注到这个问题，不妨学我，老板肯定高兴。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 关于铅酸免维护电池的环境温度补偿
应用计算方法：查出温敏元件（负温度）的增值表， 对应的电阻值。与固定分压电阻的分压对比，输入到MCU， 用软件进行系数补偿计算，
电池厂家提供的补偿温度系数为准，。一般补偿系数不同厂家偏差不大。
这是我常用的计算出来的补偿后对应表。 温敏元件为 B值3380。
温度补偿对勉维护电池的使用寿命很好手段， 有效控制电池充电温升，避免内部电解液温升逃逸，电池膨胀起鼓等。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 关于充电机的保护机制
开关电源都需要电流保护，过压，欠压保护，来温度负载变化的有效限制。充电机也不例外。
在实际应用中发现，开关电源充电机终端负载是电池，与常用开关电源负载不同，
1： 充电机负载是电池， 有较高的原有电压，
2：瞬间过载变化很小，有非常稳定的负载变化。
3：本身充电机工作在电压，电流的稳定过载中运行。
4：拥有对负载的电压，电流的监控
与常用开关电源一样，恒压，恒流的环路稳定，反应速度就是关键。因此，只要做好充电控制的时序安排， 就能很好的平稳开机，运行的平稳。
例如：本案设计，检测电池后才开机，最低电池电压检测限制，最低负载电流限制，只要出现负载低于设置电压电流的设置值，立即关机。
低电流限制开机，缓线性调控电压，电流的阶段变化。这就避免开关电源的负载瞬间变化的硬件应力要求。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 结束语
由于保留的材料不多，无法上传检测相关图片， 都是文字描述，可能会难理解，请包涵。有看不懂地方可以提问。
也敬请朋友们多多支持，沟通讨论，共同进步。
谢谢
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 锂电池和铅酸电池的充电电路是不一样的，锂电池要求苛刻多了，不能过充，否则很危险，而铅蓄电池要求低多了，一般过充问题不大。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 相对来说，锂电池包比铅酸面维护电池条件好的多，起码锂电池包能通讯，能提供电池数据，
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我的意思是你搞了个电池电压高低检测才启动充电器输出，
如果锂电池BMS，或者保护板断开，你目前的充电器逻辑是不会有输出对吧。
我对锂电池充电要怎么充，毫不感兴趣。因为它需要的就是一个CC,CV而已。至于要在上面去神话什么新鲜名词都是以各自以自己的理解来搞的东西而已。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不知道尊贵的版主想说什么，什么叫去神话 新鲜名称？ 有神话吗？ 那句是新鲜名词。
吐槽也得有理由吧？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 有的锂电池充电时发生燃烧，在燃烧前，充电器有没有办法预测或检测到？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 普通锂电池除了电池内部管理芯片，没有别的燃烧预警手段，唯有温度可能可以作为参考， 电池包就有温度监控。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 无论是什么电池，终有终止电压，电化反应过程产生热量，如何去把控也是有研究的课题。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电源网的版主是不是随随便便就能当上，对个人能力和素养没有什么筛选吗 
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个温敏元件自带温度补偿吗？有些元件不带补偿，偏差会比较大。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个电阻根据实际互感器配置要求，电阻功率选取和配值
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 你好，请教“恒功率”充电方式的问题。
假设电池组电压为60V（12V5组串联）
假设产品额定输出电流20A 最大充电电压（截至电压）72V，最大功率：1440W
假如电池亏电状态电压为54V，按照您的恒功率方式，为了让充电机时刻输出最大功率，此时的充电电流是否等于1440W/54V=26.6A ？
充电电流增大是否对电池组性能有影响？
如果没有影响，是否有相关的案例吗？
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| | | | | 其实1.5KW用双管正激或半桥更合适吧？在这个功率上我更喜欢用这两个结构，简单而且稳定可靠。 |
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| | | | | | | 是的、LLC也是很大优势，硬开关的中压输出整流吸收有很大顾虑。
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| | | | | | | | | 这个驱动电路的二极管有什么用啊？好像去掉也可以的。。。
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| | | | | | | | | | | 光耦反馈，在高温环境中，光耦的CTR变小，反馈回路光耦传输比改变，这种情况怎么去稳电压和电流
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| | | | | | | | | | | | | 嗯，你思考问题比较深刻， 这个问题，在器件选择上需要了解规格书的温度变化，光耦隔离在开关电源是最普及的应用。设计上尽量避开高温源，
从原理上光耦的CTR轻微变化不会有明显影响， 主要影响是基准源与比较器的器件。
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| | | | | | | | | | | 这个上下桥驱动隔离变压器输出的是全周期的上下半波信号（计约30V)， 你所指的二极管在反向信号时，关闭的下半波的MOS释放信号，在GS的两端不会有小于-0.5V的的负压信号出现，这样的驱动电路特点是减低驱动信号能量的损耗。这也是IGBT负压取-5V值的原因。
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| | | | | | | | | | | | | Q5内部有两个PN结，是否直接用这个做二极管就可以，不用额外的再加二极管了？
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| | | | | | | | | | | | | | | 你还没有了解这个负半波的开关状态，搭个这个电路，测一下波形就明白了。
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| | | | | | | | | 不错，不错，多多鼓励这种经验分享，当然，更多的是鼓励从用户需求，产品需求分析，系统设计，详细设计到制造调试全过程展示，那就太完美了，完全能达到经验copy的程度，那么成长的快了！ 
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