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 |  | | | | 连接 到AC的那根线对你的地参考位置，要么是整流后的VDC电压过电阻钳位到你的电源VCC，要么对参考地为-0.7V左右，你这个波形图交流耦合 ？ |
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|  |  | | | | | 有两种可能
1、没看到那-0.7的平移。
2、被楼主抹平了。
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| | | | | 我提请的话题，关注一下
几个问题顺便也提一下：
1、参考地的问题，图中两个地没有标注区别，应该不是一个信号，否则不能产生那样的信号
2、隔离的问题（其实也是地的问题），不一定要隔离，根据控制器的位置，可以选择桥后地、副边地作为采样信号参考地。
3、光耦的温度漂移比想象的严重
4、除了过零检测信号，类似的问题还有交流侧电压信号的采样，工程上有反映欠压保护信号（热机冷机）严重失准。
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| | | | | | | 两个波形的y坐标是不同的，上图没有标注出来引起了大家的误会，输出是-0.7~5.7V
后面的几点问题再逐步分析解决，感谢关注！
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| | | | | | | | | 还是不对，这样过零点可能抬高半个Vcc，已经偏移 dt，而且还（因为Vo 不确定）不准
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| | | | | | | | | | | 这几个问题都存在，图1-1这个电路优点就是简单、器件少。 |
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| | | | | | | | | | | | | 这还不算一个实用电路，信号还在交流侧，还没有正确传递到桥后（或者副边）参考地上去。
即：首先要正确，然后是传递。
也就是说，网侧的这部分电路，主要任务是解决 “正确” 的问题
再换句话说，网侧的这部分电路如果解决不了“正确”的问题，那么，可以先传递，在传递后的电路里去解决“正确”的问题也行
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| | | | | | | | | | | | | | | 这个电路是实用电路，借用了整流桥将信号传递到了桥后。
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| | | | | | | | | | | | | | | 怎么说不是实用电路呢？
用在LED光感灯泡上我就是这样用过。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | LED光感灯泡是啥？需要检测过零？即使需要，也不会像同期并网那样精确吧？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我发现大师纠结于精确度，光感LED灯泡需要在过零点关闭2mS,在中间1mS地方采样一次光亮度，以确保在灯灭的情况下获得有效环境光亮度。
误差个100-200uS对应用不产生影响。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 市场上也有光感灯泡不用市电同步，但带来的问题是多个灯在一起用时，因为不同步，采样环境亮度时被其它灯泡影响到。
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| | | | | 电路1的工作过程分解如下： 图1-2 电路1的等效电路级工作分解 电路1因借用了系统的整流桥及+5V电源（钳位用）所以器件少电路简单。
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| | | | | | | 好思路。不过感觉5V没啥用，降到0.7V会如何：
感觉D1电流太小，没有0.7V，波形不对称，要吗拿掉，要吗这样如何：
估计还是不对称（不好找到过零点）
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| | | | | | | | | 把二极管改成达林顿三极管效果可能更好，5V钳位就不需要了。
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| | | | | | | | | | | | | D1主要目的应当是保护芯片不受过高的负压，理论上受整流桥钳位此处电压不会低于-1.2V，受寄生参数或电磁耦合的影响此处的瞬时电压能否确保是在-1.2V以内？
用三极管替换钳位过零点应当是更靠近真实的过零点，不过采用这种方式的过零点永远都是滞后真实过零点的。
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| | | | | | | | | | | | | | | 只有1个D1电压可能不足-0.4V，影响信号，加2个使它提高，需要钳位就2只，不需要就拿掉
三极管也是PN结，不会改善什么，况且电流nA级（1.2-0.4)V/4M=0.2uA，能驱动三极管？恐怕漏电流都不止，这些东西要用型号模型、不能用理想模型仿。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 用单片机高低电平来做检测，那不用在意那个-0.7V，楼主这个思路是有效可行的。如果要求比较高，那还是用比较器电路。
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| | | | | 将其中一个二极管用达林顿管取代，过零输出电压L_Z不受钳位电压Vcc的限制，考虑电网噪声可以选择增加RC滤波电路，见下图 图1-3 达林顿管过零检测电路 这种方式的过零检测时刻是不对称的，下图是将输入电压幅值降低以放大这种不对称现象 图1-4 非对称过零检测 如上图所示输出的L_Z信号占空比明显大于50%了。要实现对称性其中的一种方式可以使用正负双电源系统。
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| | | | | | | 有电源的话，比较器不是更好吗？这个有没有偏离你最简单的初衷 |
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| | | | | | | | | 初衷就是没有初衷，各种过零检测电路都想学习、分析一下。
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| | | | | | | 不错不错，噪音和电容就不必介入了，再怎么介入也会有不干净的情况，这由软件去识别，或者用触发器只锁定第一个波
拿掉噪音和电容仿，精确得到过零时刻的误差，要有具体参数，以及它的误差 ---- 包括正负半周过零的误差、随机误差
还要考虑其他因数的影响，比如输入电压85~440Vac的影响规律，采样电阻阻值的影响，MCU电平触发上升沿（3/5VDD）与下降沿（2/5VDD）不同的影响，以及有没有更少误差的触发电平建议（从11楼波形看，上升沿这个电平低于1V）
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| | | | | | | 下图是采用双达林顿管实现的"对称"过零检测电路，为了突显特征输入电压峰值仍然设置为8V 图1-5 双达林顿过零检测电路 |
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| | | | | | | 我用的二极管也是1n4007，似乎没有出现这个问题。
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输入电压改回峰值310V，基极电阻改成1M基极并联0.5nF电容，3.4V设为单片机识别的高电平，过零时刻滞后17uS。
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| | | | | | | | | | | | | 不要用电容，不仅仅因为它滞后，还因为它的容量很不准
也没有必要两只达灵顿，不一定要对称，只求数据稳定。
既然可以求得3.4V滞后17uS，也顺便求得滞后0uS对应的电平，或者滞后时间最稳定的电平。
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达林顿管的基极电压假设只有1.4V相对于310V的峰值电压换算成时间比例是很短的，仿真选的达林顿管速度不够快还没完全关断电压就已经换向了，见仿真结果L_Z输出电压只有3V左右低于设定的12V，加小电容只是为了让达林顿管关闭的更彻底用的。
用一只达林顿的话相邻两个过零点的延迟时间是不同的。
因为用的RC所以一致性难以保证。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 理解
三极管要用物理模型（无_sl 后缀）小信号型号（比如2SC1815），就不用去假设它的基极电压了。单管、达灵顿都试试看
整流桥满载（你现在是空载）、滤波可能有影响，也试试看
用一只达林顿或许下降沿过零点很稳定哈，目前的表现是上升沿不稳定
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图1-6 过零点可调过零检测电路
找到一个不用电容的解决办法，基极对地接个电阻，调这颗电阻就可以调过零时刻（向前向后均可）
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这应该是 _sl 模型问题，be结太理想，没有漏电流
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这是相邻过零点，采用双达林顿的好处就是可以过零点可以完全对称。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 总体印象是，因为Vbe衔接信号太过微弱（到漏电流影响全局），才造成输出上升沿这么敏感，放到实际电路时更无法实施。
感觉单边达灵顿下降沿比较稳定，建议放弃对称达灵顿试试
感觉达灵顿只是提高触发电平（超过整流桥），建议放弃，用射极电阻（甚至电容）代替试试，并与整流桥满载电平对应
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根据BC517的参数按hFE=30000进行计算似乎基极电流就是nA级的很小。
仿真只用一个三极管q2sc1815bl当输入Vmax=10V，Rb=4M欧，三极管不能导通。
用两个三极管q2sc1815bl接成达林顿结构，相同的条件下电路可以正常工作。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 算，但地还是看不懂，不是桥后地吗？电阻不是1M吗？输出不是方波吗？啥时候变成窄脉冲了？
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用达林顿管只是因为电流增益高可以降低基极电流（上图基极电阻40M）,单个三极管的增益如果能满足就不必使用达林顿管（达林顿管方波边缘更陡峭），如果 不介意轻微的不对称性也不必使用双三极管结构。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 主要还是驱动太弱，试试这些参数和变化，比较达灵顿，确定单片机电平变化中断过零参数（与Vin的关系）
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图中红色虚线是更换达林顿管后的上升下降沿波形对比。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 感觉上升沿比达灵顿准，下降沿比31楼超前2.5mS何故？难道是Rc？抑或是二极管模型（漏电流）？找到原因。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 上升沿对应管子关断阶段，达林顿管可能退饱和的时间要久，下降沿对应管子开启阶段，速度依赖驱动能力（或增益）
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 二极管（换成4148）居然有作用，70mS对应10K?，难道5K就变成71mS？啥机制？di/dt？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Ic=Ib*β，随着输出电压降低二极管（4148）导通上拉电阻变为10k//100k，短时间内可认为Ib不变Ic也不变导致上拉电阻的压降突然变小，至于延时应当是结电容充放电的作用效果。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电路应该差不多了，3只4148（物理模型），其中串射极或许改到串基极更有利
现在是过零参数的精度、在全电压（负载）范围敲定3个电阻的（保持过零误差最稳定的）最佳值
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| | | | | 图1-6电路中的三极管存在一个开启电压1.4V（或普通三极管0.7V、0.3V）当输入电压低于这个值时会发生交越失真，失真比例跟交流输入电压大小有关。调节基极对地电阻可以实现某个输入电压下精准过零判断，但当输入电压条件改变时零点会发生偏移，见下图： 图2-1 不同输入电压下的过零点偏移 上图2-1分别列举了260Vac、220Vac、80Vac交流输入条件下的过零点变化情况，要进一步解决这个问题可以用运放替代三极管。
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| | | | | | | 图2-2 差分过零检测电路 图2-2是常见的一种方法先利用差分运放把输入交流电压等比例缩小，再增加一个直流偏置方便后续处理，最后通过一单电源比较器将正弦波整成方波。 这种电路缺点是需要双电源，而最终目的只是要实现过零检测所以没必要整出精准的正弦波，稍作修改后用一单电源比较器就可以实现“差分过零检测“，见下图： 图2-3 单电源比较器实现的过零检测 因为比较的是L和N线电压只有L>N、L<N和L=N这三种状态所以不受输入电压大小的影响，又因为用的是比较器（运放）解决了交越失真问题，总之性能还是比较理想的。
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| | | | | | | | | 用运放应该也可以61楼方式，Vb超过1V，即使不是轨对轨，单电压也应该行
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| | | | | | | | | | | 一般运放输入是高阻，按61楼方式要给运放输入端加个钳位，L或N和GND比较还是有误差的，不如L和N直接比较来的精准。
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| | | | | | | | | | | | | 一般运放输入内部都是有钳位的，精准和误差要有具体数据，高压电阻少用为宜
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不知是不是这个意思？过零时刻的下降沿跟负载大小有关（红圈处二极管是否导通），高压电阻可以用多个电阻串联取代，仿真图简化成一个。
之前的双三极管电路都是用的上升沿再进行与操作，顺带把下降沿受负载大小影响这个问题解决了。似乎也明白了为何前面多次提到达林顿管压降问题……
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 运放内部的钳位是这样的：输入输出都一样，就与负载没关系了
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轻载
重载
负载轻的时候在二极管不导通阶段红圈处为浮地状态引发比较器的误动作，可以在整流桥对地二极管上并联一颗电阻（只能解决浮地），34楼兄台仿真出现的问题应当是同一个问题。
另外一个解决办法是采用独立的整流桥，不与功率电路共用整流二极管。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 运放都有基准，这里1.25V为宜，就没有这些问题了，而且运放不重要，重要的是65楼所述三极管电路搞定（运放自然就搞定了）
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 65楼的电路受三极管参数影响电阻匹配有点麻烦，单三极管（或一楼电路）的标准电路还应再加上一颗电阻见下图
图(b)是标准接法，从图(c)等效图上看这颗电阻可以解决浮地问题也就是解决不同负载下的过零检测问题。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你是说61楼电路匹配到85Vac有点麻烦？不是说差不多了吗？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不要紧，就1815+4148即可代表，先匹配一下看
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61楼匹配的参数就可以满足全电压及全负载范围的应用
上图是输入电压有效值80V的结果
上图是输入电压有效值220V的结果，重、轻载上升和下降沿处波形几乎无差别。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 差别很大，进一步看看这4个误差能不能消除？能不能减少？能不能超前等于滞后（才能平均）？能不能更稳定（不随负载变化、不随Vin变化，不随VCC变化）？能不能数字求解（包括平均）？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 交越失真（0.7V开启电压）不好处理，加上拉电阻设置静态工作点？或者采用其它什么方法？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 看来这种方法要能够达到实用，唯有数字平均一途，因此调整重点要放在对称性上，包括增加0.7V会改善吗？调整上拉阻值和比例能改善吗？调整VCC会改善吗？求得最佳匹配
以80V为例，什么样的参数匹配才能使 t1-t0 = t2-t0
数字平均代码，谁来写一段：
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| | | | | 最近装上了Saber，终于可以仿真了，继续这个话题
一、信号分析：
仿真电路：
精密仿真信号：分别针对低压90Vac、高压277Vac、桥后空载和重载，得到这4种情况、交流侧 LN 对桥后地的8个电压波形
发现：
1、LN信号交叉点没有过零时间误差（<<1uS）
2、LN信号交叉点都在0V以上，最低电压>150mV（重载低压），最高电压>1.7V（空载高压）
3、信号的其他特征均没有精确到过零机制
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| | | | | | | 综上L、N电压直接进行比较过零时刻最准确不受负载和电压的影响。
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| | | | | | | | | | | Saber是个好软件，ORCAD仿真压力就有点大了。
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| | | | | | | | | | | | | 算啊，但是发现电容影响很大，即使钳位二极管那几个pF的电容，由于R为KK数量级，RC就是uS数量级，会大大影响过零时刻精度
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 比较器可以地为参考，共模到0V，比轨到轨运放更加适合这个应用。但RC延时仍然存在，不宜使用电容
比较器的翻转时间延时还要依赖切换信号幅度，为提高信号幅度，应该拿掉输入下拉电阻，用二极管代替，还要使用结电容最小的二极管（比如4148）
输入电平幅度对比较器翻转时间的影响（LM139）：
仿真情况如下：
电压、二极管、电容对电路的影响：
电路：
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津公网安备 12010402000296号