| | | | | 先了解大众应用:
正激,一般只需考虑励磁电感Lm及理想变压器部份(虚线框,下同)
正激的漏感一般要比Lm小两三个数量级,忽略不计。
反激,一般只需考虑初级漏感Li、励磁电感Lm及理想变压器部份;
反激需要考虑漏感,是因为反激需要储能,人为制造气隙,增大等效磁路长度
(也可说成降低等效磁导率,因此Lm较小,漏感在初级侧的比例不可忽略。
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再看正激与反激的电路区别:
正激工作于正程,即开关导通的同时,Lm提供工作磁通,而理想变压器提供能量耦合,输出到次级;
反激则是工作于逆程,即开关导通时,Lm储能,理想变压器因次级二极管截止而无输出。
当开关管截止,Lm辞放能量,通过理想变压器将励磁能量传递到次级。
由此可见,正激的Lm大一些会比较好,大到什么程度呢?大到与Coss的谐振频率不要太低,不影响Lm的消磁为原则;
而反激的Lm多大为好呢?请回炉buck-boost,咱们所讨论的反激,就是在buck-boost电感上并了个理想变压器而已。
咱们的反激变压器,实际上是集成了buck-boost储能电感与理想变压器的单一磁性元件。
(待续) |
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| | | | | | | 这个好啊,请楼主把平面变压器的实物图发来看看。。。谢谢 |
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| | | | | | | 输入:AC90-264V
输出:DC31V 0 .88A NP:66T NS:34T NVP:11T NVS:12T 漏感:26uH
计算频率:60k D :max0.5
MOS:7N80
磁芯与骨架:EFD30
拓扑与芯片:反激 L6562
将它密封在110mm*38mm的30度环境中,MOS与变压器的温度达到了95度 (MOS与变压器挨得很近)后来用导线把MOS与变压器隔远点,才发现原来是MOS的温度偏高20度左右 ,低压输入时效率为86.6%,高压输入时效率为88.8%,后来更换磁芯为PQ2620的变压器之后,温度都有没超过70度 ,想问下蒋工到底是什么原因引起MOS管的这麽高? |
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| | | | | | | | | 你这两个磁通密度都不是一个等级的,用EFD30的峰值电流太大所以MOS管的温度会过高 |
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| | | | | | | 单从功率看,EE13, 用8N60非常浪费
再看耐压:100Vdc,占空比0.5, Vor=300V, 这还了得?高电压输入时MOS将承受300+264*sqrt(2)=673.4V,考滤漏感尖峰,至少要800V的管子。
EE13跑50KHz发挥不出性能,0.25T的磁密也仅仅温升17度,完全可以跑100KHz,温升42度。根据最大功率法计算,B级绝缘分别可做3W或7W(实际上有出入) |
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| | | | | | | | | 蒋老大,这个温升你怎么得出来的 求估算方法 求求求
这个问题郁闷好久了 困惑好久了 |
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| | | | | | | | | | | 计算不准, 我最近采用笨办法, 用一个可调的方波去激励各种各样的磁芯, 计算损耗, 再测磁芯温升, 得到热阻. 绕组的热阻则可用直流电加热法来测量. |
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| | | | | | | | | 呵呵,上面写的,输出是12V。蒋工的100VDC不知道是啥?最让我感兴趣的是最后一句:“最大功率法计算”,可否透露一下这个计算方法? |
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| | | | | | | 绝对的有钱人,这么有钱干脆别做产品了,太浪费资源。输出二极管过大会得不偿失 |
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| | | | | | | | | 周工,这个不是一个实际的案例,只是在于说明,EE13磁芯用于反激,到底能做多大功率的问题上面。MOS和二极管说的那么大,就是不考虑一些应力。 |
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| | | | | | | | | | | | | 我也郁闷啊,如果不写清楚条件,人家会说:你MOS和二极管应力都没有怎么回答。没想到……这样写也出现了问题,呵呵
我就是希望外围参数不考虑情况下(或者你自己假定一个参数),然后给你EE13磁芯去做反激电源,功率最大能做多大,15W能不? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 能做到10W,那也不错了,不过是不是50K的开关频率呢?如果加到100K,周工应该可以做到15W吧。 |
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| | | | | | | Ci, Co就是绕组的杂散电容啊, 频率不是十分高, 它们的影响不是很显著, 暂不议它.
谢谢! |
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| | | | | | | | | 高频高压小功率的机子,变压器体积小匝数多,往往分层,绕组自身分布电容不少,
蜂巢式绕法其实不会使分布电容大减,但匝间与层间的电位分布重整,令电容效应削弱,工作频率可高些且不易跑弧爬电。 |
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| | | | | | | 欢迎蒋工开讲,在21IC转了几圈,发现蒋工乃是模电高人啊。 |
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| | | | | | | | | | | 请问蒋兄:
如果是LLC拓扑 该变压器模型哪些参数必须考虑 频率150KHZ以上 |
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| | | | | | | | | | | | | 磁集成的,要考虑适当的漏感及励磁电感,则于初级的环流比较大,因此初级电阻不可忽视,而且临近效应相当严重。杂散电容在百pF级仍可不计 |
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| | | | | 反激变压器更大意义上是一个电感,那究竟其是否还具备变压器特性?我的意思就是在副边导通的时候原副边电压比是否遵循匝比?然后设计时,要注意些什么东西呢? |
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| | | | | | | 我不接受反激变压器是电感一说,应该说是变流器更符合实际。原边的峰值电流/匝比可以相等于副边的峰值电流 |
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| | | | | | | | | 这个匝比如果是匝比=初级圈数/次级圈数,那么原边的峰值电流*匝比,等于副边的峰值电流。 |
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| | | | | 你好蒋工:
输入:AC85~265V。
输出:DC13.8V/7A
效率在80%左右。
采用UC2843正激。
变压器采用EE35。三明治绕法
变压器辅助电源绕组3T单根0.3mm漆包线。
变压器初级:29T单根0.45mm漆包线。
变压器次级:7T并绕3根0.45mm漆包线。
初级电感335uH.
不知道蒋工这样设计对吗 |
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| | | | | 顶一个。
菜鸟问个基础的问题:到底什么是原边漏感和励磁电感?如何区分的?分别体现在什么地方? |
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| | | | | | | 1、理想变压器没有漏感,其电感量就是励磁电感;
2、实际的变压器都是有漏感的,因为变压器的磁通总有未经变压器磁路的那部分(这部分即是漏感)。
原边漏感:将副边各绕组短路后,然后测试原边的电感量,此电感量就是变压器的原边漏感。励磁电感:将副边各绕组开路所测得的原边电感量,此电感量就是变压器的原边漏感。 |
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| | | | | | | | | 非常感谢!学习了。
做反激的曾用过三明治绕法提高耦合度,减小漏感。
漏感大了变压器损耗增加,那是哪部分损耗增加呢? |
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| | | | | | | | | | | 漏感上的能量是无法传送到副边的,漏感越大,那损耗也就越大;
当然也可以把漏感的能量利用起来,这种变形的拓扑叫re-generative拓扑,可以搜一搜。 |
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| | | | | | | | | | | | | 对漏感进行无损的处理有很多方法的,但一般都过于复杂了些的
比如:有源嵌位,第三绕组复位,LCD复位。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 这三种方法,有没有实际做过验证?
第三绕组复位和LCD复位,我试过了。想要回收多一点,对二极管要求很严格;不具有宽电压适用性,或者说高输入时吸收效益不明显。我认为是一些寄生电容的充放电电压差变大了,制约了回收效果的提升。
有源钳位,还没有试。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 把漏感能量送回输入侧的方法:
简单、可靠、效率高(提高几个百分点) |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 这两个二极管,用什么型号?肖特基电压太低,用超快速吗? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 烦请 nc965仁兄贴一下两个二极管的电流波形!最好两者都与MOS的Vds电压对应。 |
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| | xkw1cn- 积分:132007
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- 主题:37518
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- 帖子:55700
积分:132007 版主 | | | 这得顶一下;坐下细听。
这哪是小题啊!想当年;化了整整一年功夫啃个《电机学》才弄个半生不熟。
呵呵!听蒋工细细道来。 |
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| | | | | | | | | | | 请问“绕组对磁芯的分布电容”对变压器的性能有哪些影响呢?
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| | | | | 请教一个问题:
如果变压器只有初次级两个绕组,初级给一个10伏的电压,次级只接一个电阻,没有LC滤波,初级100圈,次级300圈,在初级通电的瞬间(磁芯未达到磁饱和之前),那次级绕组是不是应该是10*3=30伏的电压?也就是电阻两端就30V的电压.但是由于次级绕组中电流不可能跃变,所以初级通电的瞬间,初次的电流都应该为0+,问题是接在次级绕组两端的电阻在初级通电的瞬间明明会有一个30V的电压,但是又没有电流通过,为什么呢? |
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| | | | | | | 楼主:说着说着怎么跑题了,去处理其它问题了?
就只说变压器吧这个贴。 |
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| | | | | 看到了 这个,我有一种 想把物理老师请来的冲动。。
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