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【文原创】针对电源新手的要点总结

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budaoweng6789
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副总工程师
  • 2015-8-27 19:12:10
以下是鄙人这段时间的一个小总结,给广大电源新手来参考。同时希望能得到各位大神们的批评和指正。由于本人菜鸟一个,错误难免,欢迎大家拍砖。

1、MOSFET和IGBT和晶体管的应用区别:
MOS最适合在低电压小电流(相对较小)高频电路应用,因为在高压下的开通压降较大,再加上在大电流的场合,那么势必会造 成较大的损耗,所以不太适合在高电压大功率下应用;
晶体管相对MOS来说在高电压大功率场合要优于MOS,也就是说损耗会低,但是晶体管存在驱动电路较复杂的问题,尤其是大功 率场合驱动电流通常会达到几安培,就开关速度而言,在一般情况下,由于晶体管的米勒效应,速度低于MOS;
基于以上优缺点,IGBT问世。IGBT驱动和MOS类似,但是工作状态又和晶体管类似。所以IGBT在大功率频率不是特别高的场合 是最合适不过了。但是IGBT有一个致命缺陷就是擎住效应,在大电流冲击下及容易造成栅极失效从而导致管子损坏。但在正常情况下不会出现。

2、硬开关负载特性:
由于硬开关的特性,导致管子在开关时有较大的损耗。尤其实在感性负载和容性负载下工作,会有相当大的损耗。在感性负载中,由于du/dt比较大,会造成管子端电压过高,开通时高电压和电流重叠部分大导致过高损耗,同时端电压过高可能会导致管子击穿造成永久失效。在容性负载中,虽然不会造成端电压过高,但是在开通瞬间由于电容的充电会造成瞬间的大电流,开通时的电压和大的充电电流重叠部分大导致过高损耗。
所以当有容性或者感性的负载时频率不宜过高。

3、高频滤波电容的引线要尽量的短,滤波后的两根线要尽量靠近电容两端。

4、在有开关电流的路径里,布线时应该尽量减少环路面积。

5、开关节点的线迹应尽量粗而短,为的是减少电容效应,并增强通流能力。

6、电源中的主要噪声源:开关节点、电感、高di/dt旁路电容(一般指的是小高频电容)、功率开关管、高频整流二极管。

7、EMI敏感节点主要有:输出的采样回路,包括采样点会反馈回路。补偿网络、电流采样回路、频率设定电路、和其他保护电路。

8、抗EMI的主要方法:敏感点尽量远离干扰源、采用地屏蔽或者地隔离、去高阻抗敏感点的布线短而细(减小耦合电容),去低阻抗敏感点的布线可以长而粗,但要适当。

8、大电流线径根据实际情况可以做的宽一些,小电流或者信号线应做的细一些减小耦合。

9、在电源中,如果有高压开关管或者二极管安装在散热片上,而散热片又与机壳大地有链接部分,那么必要时在开关管上加装静电屏蔽以减小RFI辐射。

10、开关电源芯片的时钟同步有些时候是为了减少多电源并联时对负载或电网造成的干扰。或者是为了多电源共用单个EMI模块,从而减          小成本。

11、关于变压器的伏秒数和安匝的理解,伏秒数是针对的磁通密度来说的,也就是说正反伏秒数相同,激励伏秒与复位伏秒相同磁芯才不会偏磁饱和。安匝是变压器的磁动势的单位。对变压器激励后会产生磁动势,那么磁动势大小就用安匝来表示。

12、关于变压器磁芯的气隙,增加磁芯气隙后会增加磁阻,这样会降低磁导率,也就会降低磁芯使用效率。可以耐更高直流成分。降低因电流而饱和的几率。但是对于伏秒数,增加气隙却毫无意义。

13、在信号处理电路里,滤波器件尽量靠近信号接收端而不是发送端。供电电路也类似,滤波电容尽量靠近芯片Vcc引脚。

14、电感在通电和断电瞬间会产生负压,阻碍给定电压变化,实际原理是给电感通电后形成电流后内部磁通量发生变化,会产生相反感应电压,断电也如此,电流慢慢变小,内部磁通量由大往小变化,方向变化,所以感应电压方向也变化。

15、有些时候在IC电源端串接3~5欧姆的电阻不只是为了限流,与后面的小电容会组成一个RC低通滤波,效果会比较显著。

16、运放的带宽是,当被放大信号的频率增大到一定程度时,放大倍数在原来的基础上下降了3dB,这个频率就叫做放大器的带宽。

17、运算放大器的增益带宽积,顾名思义就是放大器的增益和带宽的乘积。 当频率达到某一值时,带宽增益积是个常数。假设运算放大器的增益带宽积为1 MHz,它意味着当频率为1 Mhz时,器件的增益下降到单位增益。即此时A=1。同时说明这个放大器最高可以以1 MHz的频率工作而不至于使输入信号失真。由于增益与频率的乘积是确定的,因此当同一器件需要得到10倍增益时,它最高只能够以100 kHz的频率工作。

18、关于变压器和电感慈心饱和的疑惑,并不是说电流达到一定程度或者电压达到一定程度磁芯就一定会饱和。而是在有直流偏置的情况下,交流的幅秒数是叠加在直流偏置电流上面的。根据H=0.4πNI/l,除去电流I,其他都是常数,所以磁场H只和直流偏流大小有关。 因此在交流场合一般只需要看幅秒数,根据法拉第定律可得。而在有直流的场合就必须在叠加的情况下计算。

19、开关管驱动回路用双向稳压管和电阻并联防止干扰驱动极产生过电压,但是由于稳压管动态响应慢,瞬态通流量低并不能很好的抑制驱动级过电压,因此需要选用响应更快通流量更大的TVS。但其实TVS和稳压管只是在设计存在缺陷时才会产生作用,一个完善的产品一般情况下只需并联驱动极10K左右电阻。当然电阻越小起到作用越到,同时驱动功耗会增加,所以要折中。

20、电容的损耗角正切值就是电容的漏电流与电容充电电流之比。因此此值越小越好。校正电容和CBB电容属于金属薄膜电容。校正电容为聚苯,损耗更小。CBB为聚丙,损耗略大。X电容为聚丙电容。云母电容高频损耗小,精度极好,耐压高,但价格高,因此用在高精密电子设备,或者高稳定部分。

21、通用双运放LM358,四运放LM324失调电压4~9mV。op07宽电源精密单运放,失调电压65uV。opa2277高精度双运放,失调电压20uV。ad8606高精度低电压双运放,65uV失调电压。真有效值直流转换AD536ak,AD736,双电压供电。频率电压转换芯片lm331。四路模拟开关4066,数字电量测量芯片CS5460,具有有效电压值、电流值、功率的测量和计量。

22、铺铜能起到屏蔽作用原理是,地线在信号线旁边,在磁场干扰到信号线前就被地线短路,被地线吸收。地线越宽作用越强。

23、两根有电压差的信号线 ,由于中间是绝缘的,所以就等效成电容,所以电压高的部分就和电压低的部分形成电容耦合。解决方法就是在两线间加上一个电位更低的导体,也就是GND,就能将耦合能量导走。


25、在半桥或者全桥电路里,用超快恢复二极管并联管子两端会降低管子的故障率。尤其是在非阻性负载,轻载时。

26、MOSFET和IGBT的驱动电阻和驱动功率估算方法。首先,想要确定以上两点的话,首先需要确定工作频率和管子的最佳驱动电压。
需要在管子手册上查到Qg=Qgs+Qgd(米勒)+Qod 。然后根据频率计算出开关周期,一般开关总时间为开关周期的1%。如25K开关周期为40uS,则开关时间为0.4uS,假设Qg为100nC,则 Ip=Qg/0.4uS=0.25A。另,驱动电压为10V,则驱动电阻为10/0.25=40欧姆,则总得开关时间为上下管相加为4%,0.25*0.04=0.01A=10mA。所以,仅此不惜要考虑驱动功率问题。可问题在于,Rgs的大小,在参数匹配合理范围内,其值越小,抗干扰能力越强,越大则相反。如Rgs为1.5K,1500+51=1551欧姆,则10/1550=0.0064A=6.4mA,上下管共13mA。则13+10为23mA,留有余量25mA。也就是一对管子驱动功率为25*10=0.25W。当然这只是参考,不必太精确,最需要的是亲自调试,毕竟理论终究是理论。


27、关于示波器电压探头的测量误差问题
在纯直流电当中不用理会Cp和C1,但是在高频交流信号里,Cp和C1随着频率的升高起到的作用将越大。如果不校准C1,那么在高频信号,尤其是在方波有可能出现过冲和缓冲现象。此时需要调节C1使得C1*R1=Cp*Rp。找一个基准波形进行校正后即可使用探头。



qq270453678
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  • 2015-8-28 08:41:57
 
温习温习知识~顶顶~
budaoweng6789
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  • 2015-9-8 17:02:32
 
多谢,希望有什么技术问题可以拿出来讨论。尤其是半桥电路
black_cheung
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副总工程师
  • 2015-9-7 15:53:29
 
总结得挺多的,不错。
budaoweng6789
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  • 2015-9-7 18:39:14
 
希望有不对的地方多多指正
qq169
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高级工程师
  • 2015-9-8 10:56:41
 
楼主你的图片不能显示,可惜了。请再传下图片吧

budaoweng6789
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副总工程师
  • 2015-9-8 16:55:48
 
抱歉了
psb.jpg
aili
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高级工程师
  • 2015-9-8 11:00:15
 
总结了不少,楼主有心了
budaoweng6789
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副总工程师
  • 2015-9-8 17:01:43
 
多谢,有什么问题可以一起讨论。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-12 13:26:29
 
第2和27点是自己感悟 还是哪里有类似原话?
budaoweng6789
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副总工程师
  • 2015-9-12 17:02:59
 
个人看法。请赐教
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-12 17:16:57
 
客气。
1、C1*R1=Cp*Rp  是什么 好像你的图挂了
budaoweng6789
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副总工程师
  • 2015-9-12 20:02:52
 
下边有图片补充。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-12 17:19:32
 
由于硬开关的特性,导致管子在开关时有较大的损耗。尤其实在感性负载和容性负载下工作,会有相当大的损耗。在感性负载中,由于du/dt比较大,会造成管子端电压过高,开通时高电压和电流重叠部分大导致过高损耗,同时端电压过高可能会导致管子击穿造成永久失效。在容性负载中,虽然不会造成端电压过高,但是在开通瞬间由于电容的充电会造成瞬间的大电流,开通时的电压和大的充电电流重叠部分大导致过高损耗。
所以当有容性或者感性的负载时频率不宜过高。
电容和电感的我都做过,当时没有仔细研究你这个问题,不知道你是否有图有真相,但是,
第一,不管什么负载频率都可以“过高”的
第二、感性负载只是输出电压波动大,容和感都未发现效率大幅下降的情况。
budaoweng6789
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副总工程师
  • 2015-9-12 20:07:18
 
不好意思了老兄,是我没有说清楚。我说的不是直流电源,在这里更正一下。大概模型就是,变压器输出直接接负载,负载可等效为RLC。在非谐振的情况下,不管容性还是感性,损耗都会大。不知老兄所说的容性和感性指的是什么?探讨一下
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-12 21:47:44
 
我说的是AC-DC开关电源呢老兄
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-12 21:49:27
 
那关于你之前那段原话该怎么理解呢,频率?损耗?
你是怎么确定损耗很大的呢?试验步骤或数据是?
budaoweng6789
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副总工程师
  • 2015-9-12 22:14:27
 
温升。还有电流波形和电压波形重叠面积。这只是我个人经验,不一定就对。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-12 22:19:26
 
具体说说 哪里的温升之类的  没关系 互相讨论讨论  我也可能说的不对呢
budaoweng6789
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副总工程师
  • 2015-9-13 09:52:46
 
大概测一下管壳的温升,通过改变负载特性,来做温升比较。从来没有测过效率,因为手头的钳型表测不准。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-13 16:43:05
 
可否理解为,带不同负载,输出视在功率大小不一,影响输出电流,从而影响初级电流
budaoweng6789
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副总工程师
  • 2015-9-13 19:26:28
 
可否理解为,带不同负载,输出视在功率大小不一,影响输出电流,从而影响初级电流 。引用这句话,我觉得是不影响输出“视在电流”,但影响有效电流。更恰当的说是有效功率。拿半桥来说,当系统出于完全谐振状态时,不论是上管还是下管,由于电流是正弦波,所以管子开通时后电流几乎是0,管子关断时电流也几乎是0.   但是如果没有在谐振状态呢?比如说是容性的时候,电流超前电压,那么管子在开通和关断的时候电流也就不是0了。以上是我的理解,由于我理论知识浅薄(中专水平,勿喷),不懂得什么推理,只是做实验得到这些经验。望指点
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-13 19:52:02
 
我赞同你这个观点。
我以为你的半桥是硬开关呢,实际是软开关谐振半桥?
budaoweng6789
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LV8
副总工程师
  • 2015-9-13 20:39:00
 
呃。。这个怎么说呢。由于它不是一个直流电源,变压器次级直接带载(RLC),所以在谐振状态时,管子的电流就会呈现出正弦状态呀。不知道是否明白?回头上个图。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-13 20:45:30
 
主要看你谐振状态时  管子的GS对DS波形  还有你热的时候 GS对DS波形  电流形状不是最直接的
budaoweng6789
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LV8
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  • 2015-9-13 21:38:03
 
GS和DS跟硬开关波形没什么区别。我的意思是还是保持方波状态
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-14 08:54:58
 
ZVS吗  还是ZVS  或者等你上图再议吧
budaoweng6789
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副总工程师
  • 2015-9-14 11:13:28
 
以上是3个波形图,然后还要麻烦仁兄,帮我看一下这个MOS板。刚画好,看看有什么不妥之处。我主要是感觉在上下管连接的铺铜区,如果面积在加大会减小上下管的寄生电感,但是由于顶层分别有正极和负极,会不会增加寄生电容。先谢过了
变压器初级电流和上管DS.jpg
上管驱动和初级电流.jpg
上管驱动和上管DS.jpg

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MOS板.part1.rar

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司马仲达
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  • 2015-9-14 13:53:27
 
最后一个图  黄色是GS吧  就是效率最高时的波形?
budaoweng6789
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  • 2015-9-14 14:16:34
 
按我的理解是。

司马仲达
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  • 2015-9-14 13:56:46
 
6管子的桥?
上下管连接区是干扰区域,不要铺大铜箔
budaoweng6789
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副总工程师
  • 2015-9-14 14:20:27
 
嗯。那会不会存在我说的增大铺铜面积会与顶层正负增加电容效应?或者是仁兄帮我看下需要怎么优化?输入220V,最大电流20A左右。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-12 17:21:08
 
又略看了一下
op07宽电源精密单运放,失调电压65uV
这个结论是不是太水了啊,老兄你真的测过吗
budaoweng6789
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副总工程师
  • 2015-9-12 20:11:09
 
呃。。。精确数值真是不知道,因为我手头好像没有那么精准的仪器,不知示波器行不行,也懒得去测。只是在实际电路里测量,在非调零情况下,万用表测量是没有数值的。有机会还真的测一下、
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-12 20:14:39
 
需要测一下的,不要相信datasheet
不需要那么好的仪器,万用表就够了,试试
budaoweng6789
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副总工程师
  • 2015-9-12 20:21:27
 
就用过2V党测过。回头用更小的试一下,正好过段时间要做一个电路用到OP07
huanying
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高级工程师
  • 2015-9-14 15:43:17
 
楼主总结的很到位,非常有价值的文章,收藏了
lahoward
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  • 2015-10-8 01:25:58
 
什么万用表能测60uV?
lahoward
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  • 2015-10-8 14:19:34
 
请教什么万用表能测60uV?
budaoweng6789
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  • 2015-10-8 15:37:15
  • 倒数10
 
意思是看看用万用表测出来的值是多少,而不是说用万用表测60uV
lahoward
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总工程师
  • 2015-10-9 00:49:54
  • 倒数9
 
  兄弟理解有偏差,没法说了。看看万用表的分辨力!!!
budaoweng6789
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副总工程师
  • 2015-10-9 16:20:20
  • 倒数8
 
惭愧,一直没测过,感觉用万用表不太可能测出实际值。
lahoward
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总工程师
  • 2015-10-10 02:47:08
  • 倒数7
 
完全无需惭愧,没有人会去测量,既没有必要一般的万用表也根本测不出,当然以数据手册为准,我不太明白怀疑数据手册的依据是什么?
一般的万用表都是3位半的读数,其分辨力都不足以测量uV电压,以UT51万用表为例,其最高分辨力仅为100uV,如下图所示,要对uV电压测量仪表的分辨力至少要达到1uV,这不是一般的高分辨力了。
Resolusion.jpg

budaoweng6789
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副总工程师
  • 2015-10-10 09:02:57
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多谢指教!
lahoward
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LV10
总工程师
  • 2016-3-25 15:30:45
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大家交流不用说谢。
本帖最后由 lahoward 于 2016-3-25 15:33 编辑

cruos007
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LV2
本网技师
  • 2015-10-5 14:28:38
 
op07很老的型号了,N年前就很多山寨,而且输出范围很窄驱动能力有限、动态响应很不好只能适合于直流放大,而且不能做低压单电源应用,除微弱信号外几乎用不上的
budaoweng6789
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LV8
副总工程师
  • 2015-10-5 21:53:29
 
多谢您指教,还望列出一些低价位性能相对较好的型号供大家参考。
cruos007
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本网技师
  • 2015-10-7 23:40:29
 
最好的办法,是去adi和ti、linear等官网上多逛当下,有比较和排序、筛选的自动表格,这个是最权威的,因为运放的参数很多,比一比什么都出来了,不过价格和货源,呵呵,就看你做什么用了,没量是很麻烦的,可以找maxim-ic看看,他们那边服务很好。运放的一些主流参数:电源、输出能力的电压和电流、输入阻抗、失调和温漂、噪声、带宽、封装等基本上就是这些了,实际工程要看性价比的。
budaoweng6789
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副总工程师
  • 2015-10-8 10:41:28
 
多谢,谨记。
Yning
  • Yning
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本网技工
  • 2016-3-25 15:25:39
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难得、、、、、、
budaoweng6789
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副总工程师
  • 2016-3-31 22:02:44
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呵呵
没有用户名
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高级工程师
  • 2016-3-29 10:18:20
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总结的不错,拿来顶顶
budaoweng6789
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多多指教
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