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这是反激变换器工作在CCM模式下的典型波形,上面的是开关管和整流管的电流波形,可以看到二极管的反向恢复会在变压器初级形成一个尖峰。
下面的是MOS的DS电压波形,可以看到mos关断时,会有电压尖峰发生。震荡的频率和幅值又和哪些参数有关呢? |
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| | | | | | | | | 那就烦请老兄分析下,mos关断后发生了什么呢?要考虑进各种寄生参数,比如变压器的分布电容、初级漏感、次级漏感、mos的Coss、整流二极管的Cj~ |
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| | | | | | | | | | | 考虑进各种寄生参数,可以发论文了,直接不可能。只能抓抓主要的,枪打出头鸟。 |
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| | | | | | | | | | | | | 呵呵,那就简单说几句啊,定性分析,不需要定量分析~
关于工作时序的问题,论坛里以前也讨论过,但没有系统总结过~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | 做了一年多反激,调了三个反激电源,原理图设计,变压器打样都会。但是环路补偿、开关噪声、RCD嵌位等个人认为的核心问题却没能从理论高度彻底独立推算一遍,形成自己的见解。心中甚是纠结是要去做电源还是做模块大机储能呢
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| | | | | | | 问个小问题:你图中iD在CCM模式时,当开关管开通瞬间有一个很高的尖峰电流,能否讲讲这个峰值电流产生的机理?可否有什么抑制办法?谢谢 |
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| | | | | | | | | 这个电流就是CCM下的整流二极管的反向恢复引起的,措施就是用快恢复的二极管,但无法避免反射的电流尖峰。
我上传的这两个图,来自这个文件,我觉得很有味道,有很多细节值得去探讨~
flyback. DCM CCM.pdf |
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| | | | | | | | | | | 继续9楼的:
按张兄的说法DCM模式应该没有电流尖峰了,可上面的图仍然有哦~ |
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| | | | | | | | | | | | | 上面的图是CCM模式下的,当然有了,下面的图才是DCM模式下的,是没有电流尖峰的~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | 虽然没有二极管的反向恢复电流,但变压器有杂散分布参数。
DCM模式下仍然有电流尖峰,只是没有CCM模式下那么大而已。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 哦?DCM模式下的这个电流尖峰,从何而来?请兄台详解~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 两个主要来源:
1,MOS管Cds放电形成;
2,Cp与初级侧的回路杂散电感Lo谐振放电形成。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 老兄既有此说,不妨答复下5楼的问题。
按照你的意思,不仅限于反激变换器,任何开关管导通的时候,都存在你说的问题~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不完全是,谐振放电是需要有回路的,如果没有回路的话就振不起来了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 硬开关下:任何开关管导通的时候,应该都存在5106所说的Cds瞬间放电,出现的电流尖峰。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 呵呵,想想miller效应吧,开关管导通的时候,ds的电压下降产生的电流,不一定是通过导电沟道的吧?
我觉得还是把5楼的问题,弄清楚一步步来~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 张兄的疑问,引起了我再次思考:
在miller期间:Vg的电位几乎保持不变,Vd的电位在线性下降,
此时:miller电容Cgd的电流方向是:from g to d ,记做Igd
因此:Cds电压下降产生的电流应该I-c(sd)和Igd一起通过Rds。
(注意电流I的下标字母,表示电流方向)
兄以为何? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 越来越偏离我想要讨论的方向了,我的本意是想搞清楚5楼的问题,关于弥勒效应,你不妨另开贴去讨论~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 5楼的问题,感觉太难回答。
你前面领军,俺在后面跟随。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 呵呵,因为难回答,所以才讨论~
你是做charge的,对反激比我们了解得更多些~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我觉得工作时序是这样的~
1、MOS关断之后,初级励磁电感和漏感储存的能量,对变压器杂散电容和MOS的输出电容放电,这个过程近似线性充电过程,当然也可以看做谐振过程,只是谐振的Q值很小,近似线性充电~
2、当DS两端电压,上升到Vin+Vor=Vin+N*(Vo+Vd)的时候,如果次级没有漏感,那么能量就会向次级释放。但次级不可能没有漏感,所以为了克服次级漏感的影响,DS的电压会继续上升一些,次级才会建立电流。DS的电压会继续上升多少,跟次级漏感有和定量关系呢,这是我想问的~
3、次级电流的上升过程,也是初级电流的下降过程。而初级电流和初级漏感中的电流是串联的,两者是同一个电流。漏感电流下降为零的时候,也是次级电流的峰值。所以漏感电流的下降快慢,关系到初次级安匝的转换速度。而漏感电流的下降速度, 明显与反射电压与RCD中C两端的电压有关。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这段话先记下,等脑袋清醒的时候再来辩驳。
昨天夜里失眠,今天晕晕的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 呵呵,好的,这只是我个人的理解,不一定正确。理越辩越明,请老兄指点。
老兄不是搬家了吗?怎么还失眠呢~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 家人还在住那里,我时而回家一趟住。
两者相差1公里左右。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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积分:109912 版主 | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1、我觉得应该说是MOS管关断过程中比较合适,而不是关断后。
2、即使副边有漏感,在DS两端电压上升到Vin+Vor=Vin+N*(Vo+Vd)后,副边电流会逐渐增大,增大的速度受漏感影响,由于实际上漏感都比较小,我们看到的CCM过程电流上升比较快。类似梯形,但实际上还是有上升速率的。
3、既然是串联,能量传递过程中,漏感中电流就不可能降低到零。因为漏感干副边也是串联的,漏感中电流变成零,其不是副边没电流了? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1、第一条指正得很对,是我表述不准确,确切的开始时间,应该是驱动脉冲的下降沿~
3、至于漏感中的电流能否降到零的问题,我觉得是可以的。在这里说的是初级漏感。
初级漏感中的能量,除了一部分给变压器杂散电容和MOS输出电容充放电外,剩下的部分,全部被RCD电路吸收了。这时候的初级回路相当于开路,已经不再有能量存在。而RCD吸收了漏感的能量之后,D断开,开始RC放电过程。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | “3,漏感电流的下降速度,明显与反射电压与RCD中C两端的电压有关。”
请问楼主,确切的说,是不是漏感电流的下降过程,是与钳位电容的电压和反射电压的差值有关呢 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | C上电压和Vor的差值越大,漏感电流下降越快,转换的效率越高,
而这个过程是电压和电流叠加的过程,
那么,楼主觉得TVS做吸收相比RC来说有什么优点呢 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1. 对于一个特定规格的输出,其匝比定下来后,反射电压也应一定了吧?对吗?
从漏感的下降速率几个参数来看△illk/△t=(Vc-Vor)/Lllk,要减小开关关断后LLK与Coss引起的振荡而产生的损耗,Lllk对反击式来说2-5%*Lm漏感可能是一个合理的要求了吧?那幺剩下VC给我们变动来提高效率了,如何调整来提高VC? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 反射电压Vor=(Vout+Vd)*N1/N2,也就是输出电压加上一个整流二极管的压降在变压器初级的折算。
单一靠Vc变动,不能得到最优值,提高Vc的话,降低嵌位电容C的值就可以了。但这个值太大太小都不好~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我是看到79楼“C上电压和Vor的差值越大,漏感电流下降越快,转换的效率越高,而这个过程是电压和电流迭加的过程“ 去理解,
漏感电流下降越快,我是理解为Di(t)/Dt,所以我就有上面这段理解,我还有一个猜测就是是否漏感电流下降越快,初级能量传递到次级的时间越快,而效率越高,另请教:从Di(t)/Dt=(Vc-Vor)/Lk
来看,通过漏感的电流方向从Vc至Vor(Lm)方向吗? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是的,漏感电流的下降速度Di(t)/Dt=(Vc-Vor)/Lk,反射电压越大,下降的越慢。 |
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| | | | | | | | | | | 严重同意,这两个图对弄清反激拓扑,有重要指导意义。 |
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| | | | | | | 请问lz,二极管的反向恢复会导致变压器初级形成一个尖峰?怎么理解?谢谢 |
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| | | | | | | | | | | 这个就是初次级安匝数守恒的公式,原理就是磁动势没法突变 |
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| | | | | | | | | 磁动势不能突变呀。。
次级对初级的反射。计算如37楼。 |
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| | | | | | | | | | | 不明白你说的,按我的理解方向恢复电流就是按照NI=NI反射,还请解答 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 就因为磁动势不能突变,所以才会有的反射电流尖峰~
反激变压器的磁动势为次级安匝和初级安匝之和~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我理解的这个尖峰由几个因素:RSD吸收的D的反向恢复;输出二极管的反向恢复,变压器结电容放电。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 还有个就是我上面说的Cp与Lo谐振放电产生的,这个比较隐蔽。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我理解你的意思了,但是输出二极管的反向恢复电流并不影响变压器你的这个原理 |
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| | | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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积分:109912 版主 | | | | | | | | | | | | 说实在的,我从前面38楼那里开始看到这里,我也没看明白你想表述什么思想。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我只是想知道什么原因你说我的思路什么地方有问题,不知道原因心里不爽。。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我是在解答35楼的问题的原因,并让他看你37楼的计算。
不说别的了,
集中精力回答楼主的问题。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 很久没有注意看基本定义,连NI定义为磁动势都不记得了,自卑一下 |
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| | | | | | | 久闻zkybuaa大名,今日见贴,果真贴如其人,学习了 |
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| | | | | | | 你不是说低压输入时才容易进入CCM模式吗,这时候总体电压较低,有点尖峰有什么关系呢? |
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这是反激工作在DCM模式下的典型波形,上面的是开关管和整流二极管的电流波形,可以看到二极管已经没有了反向恢复。
下面的波形,是MOS的DS电压波形,可以看到有两个震荡:一个是MOS关断时的震荡,一个是能量释放完毕后的震荡。两个震荡的频率有很大的差别。
而且可以看到mos关断和次级整流二极管的电流,有一小段时间上的延迟。这段延迟跟初次级的漏感,有何关联呢? |
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| | | | | | | 第一个高频振荡,Lk在分母;第二个低频振荡,Lm在分母。Lk与Lm不在一个数量级,频率当然差别很大。 |
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| | | | | | | 这个影响仔细想想就能够知道,MOS关断时,DS电压谐振上升,一直要上升到输出电压的反射电压+输入电压时输出就应该建立电流,但是这个过程由于输出漏感的影响,电流不可能马上建立,需要有一个过程。 |
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| | | | | | | | | 变压器等效电路图中输出漏感是与输出串联的,想想就能清楚为什么 |
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| | | | | | | | | MOS关断时,DS电压谐振上升?我倒感觉是线性上升的,因为这时候的励磁能量还没有向次级释放,能量很大,变压器初级类似个电流源,向Cds线性充电。 |
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| | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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- 帖子:45931
积分:109912 版主 | | | | 这个应该跟副边的漏感没有关系,主要由原变电流及MOS管DS之间的电压决定。 |
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| | | | | | | | | 是啊,对于单路输出可能影响不明显,但是多路输出的时候就会有较大影响 |
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| | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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- 帖子:45931
积分:109912 版主 | | | | | | 这个延时,属于恒定的原变电流给电容充电,充电到副边整流二极管之前的正偏之前的一个延时,这个延时跟多路输出有什么关系? |
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| | | | | | | | | | | | | 没什么关系,我只是想到其他方面,我的想法是,多路输出的时候,各路漏感不一致会导致每一路的延时不一致。如果各路输出漏感完全相同就不会出现调整率问题了 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 对于王工64楼的观点,认为这个时间延迟跟次级漏感无关,我不敢苟同。
我认为次级漏感越大,这个时间延迟越长。 |
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| | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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积分:109912 版主 | | | | | | | | | 我不参与了,要不还是吵成一锅粥,大家回复之前,可以自己好好的想想,把思路在脑子里好好的过一下,然后整理出来。别跟吵架一样,你一句我一句。自己最后都不知道自己说的是啥。
个人观点:你可以再看看对不对,
1、在原边MOS管电压升高到输入电压+副边反射电压之前,也就是变压器副边电压升高到输出电压+二极管压降之前,副边是肯定没有电流的,这个没问题吧?
2、再从理论上来说,不考虑布线压降但考虑副边漏感,只要变压器副边电压高于输出电压与输出整流二极管压降,也就是副边漏感就会有一个电压,那么副边电流就会增加,这个时候副边已经有电流了,从无限小的阶段来说,这个电流应该是有一个增加的过程的(受漏感电流不能突变影响)但从大的方面来看,这个上升还是可以忽略的,也就是CCM中电流上升我们不考虑上升时间。
3。你把你图无限放大,你应该能看到,在下图电压升高到输入电压+副边反射电压的时候,电流就已经开始上升了。之前的时间属于延时,后面的不属于延时。只是一个上升过程。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢王工的解释,很精彩很受益。
可能是我表述有点问题,我想问的时间是:次级电流从零上升到最大值,需要一定的时间,这个时间跟哪些参数有关呢?应该跟次级漏感有关吧?能否定量分析~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 老兄谦虚了不是?
做charge的,对反激会比我们一般人更精通些~
老兄不能太保守啊,多多指点才好啊~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 晕死了,
对你是知无不言,言无不尽。哪里有保守之说?
我---你是知道底细的。呵呵
真的,插不上嘴。
再找找看。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 当然知道你了啊,老兄的思维很发散,同时也很缜密,对于细节上考虑,常常出人意料,是你的强项~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢王工,
喜欢这种总结性的发言,能够学到东西,我总结起来也容易, |
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| | | | | | | | | 呵呵,你们两个也发表发表意见阿~
关于反激,我想很多人都有不少话可说,有必要深入地探讨探讨~
对于有些问题,我也不是很清楚,才在这里提出来的~ |
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| | | | | | | | | 此贴收藏,等过段时间来看大家讨论的结果,为了方便看帖人,希望大家少灌水哈 |
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| | | | | | | | | | | DCM模式下,工作时序是大同小异,跟43楼描述的情况差不多,只是会多一个时序。
变压器中的能量释放完毕之后,次级各输出绕组相当于空载。
初级等效回路,类似于Vin--初级励磁电感---初级漏感---mos输出电容---地。
这是一个典型的LC谐振回路,谐振频率为1/[2*pi*sqrt((Lp+Lk)*Coss)],一般来说,初级漏感为初级励磁电感的2%~5%。所以谐振频率更多的与Lp有关,频率较低,是一种频率较低的欠阻尼振荡。 |
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| | | | | | | | | | | | | CCM模式下,次级等效电感与滤波电容也是形成LC回路吧 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 按你的意思,正激LC输出滤波器,也会发生LC谐振。因为参数的原因,它们震不起来~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我记得你以前问过一个关于正激滤波器的问题,里面有讲到这个谐振问题。正激的LC滤波也是会谐振的。 |
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| | | | | | | | | | | | | 大师可以分析下MOSFET开通这个过程怎么样?为什么VDS有个下降的小平台?
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| | | | | | | | | | | | | | | 我觉得这个小平台,是由次级整流二极管的反向恢复引起的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 至于具体怎么引起的,为何是这样子,bluesky兄答复一下? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 在ON 时刻,可认为整流管瞬间短路(反向恢复电流导致),(VO- 二极管反向恢复电压)乘以 匝数 N 折算到原边。相对于原来的N*Vo折算,减小了:N*二极管反向恢复电压。N*二极管反向恢复电压 就是这个小平台~
兄以为如何? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 为什么不是n*正向压降Vf (忽略漏感的话)?
之前是n*(Vout+Vf),这时是n*Vout。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 回GREENDOT,
那个平台肯定不是n*Vf
直觉上就可以否决。二极管压降0.5V*10=5V?*20=10V,那个平台看上去都不止10V。所以上面的结论是错的。即使忽略漏感的影响也是错误的。
忽略漏感,从原理上讲,二极管恢复的过程就是初级电压从VOR开始缓慢(相对)下降的过程。
恢复的过程有可能是由Vor下降到某值也有可能极性已调转。一量恢复完成,初级线圈电压迅速变为源电压-Vrds
不忽略漏感,那个平台跟漏感有关系,情况要复杂一些。
总之那个平台绝不是n*Vf.
欢迎拍砖! |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 呵呵,我只是顺着bluskyy的解释(瞬间短路)而提问的,不是认为那平台就是n*Vf,反而像是Lk*di/dt,虽然觉得那波形图有点问题。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是的。实际上,因有漏感存在,平台主体应是Lk*di/dt决定的。
都双休啊。精神这么好。还是因为是平安夜呢。呵呵! |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个小平台的问题还在讨论啊,不知大家有没有看到我179楼的关于二极管反向恢复过程的图没有,我的理解:
MOSFET关断时 Vd = Vin+Vor = Vin + n* (Vout +Vf) Vf是整流二极管压降
这个小平台就是由这个Vf 的变化引起的,在这个二极管的反向恢复期间这个Vf有一个小的下降,所以就出现了这个小平台。
不知对否,如果错了别笑话,哈哈。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我支持187楼~
模拟的世界真真假假说不清楚,一个模型,一个说法
能用最简单的方法去解释一个客观事实,就是好的方法~
问题复杂化,那是科学家的研究工作,工程师在于应用~
简单明了就是好的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 184楼的说法,跟187正是对立面的,而且184楼的说法,也是说得通的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 169楼的图,是考虑有漏感的(看那振荡波形),二极管的电流变化率,在漏感上便感应一个电压,其值 = -Lk*di/dt,如下面的inductive switching波形:
至于反向恢复期间Vf有一个小的下降,尽管很小,应该也有它的一份。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | greendot大师在193楼波形,是仿真波形还是测试波形,跟169楼的波形非常吻合。
对于反激CCM的理解,我们更多关注MOS关断时刻。
其实MOS开通时刻的时序,同样也非常复杂。
MOS的Id电流也是线性上升的,跟整流管的电流有个交叉。
我看过PI的一篇笔记,里面说,MOS导通的时候,先是次级漏感放电,待次级漏感放电完毕,整流管会反向偏置,反向恢复电流尖峰会反射到原边。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是某appnote里CCM Boost的实测波形,与CCM反激情况相若,拿来举例一下。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | flyback的简化模型应该是buck-boost才对啊。
大师能否上传此application note?thanks a lot~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Boost在开关管导通时,L有电流,D有反向电流,phase node 有分布电感,
这跟反激变压器有电流,D有反向电流,有漏感等很相像。
Appnote要找找,实在记不起是那篇了,好像不是专讲Boost的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 他说的有点让人误解,但你没仔细看他下面一行吧,下面一行的结果是对的 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 小平台前面为什么是缓慢下降,而不是直接
就降低到N*(Vo-二极管反向恢复电压)
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| | | | | | | | | | | | | 请问一下如何消除这个低频振荡?我换个MOS,Coss小了不少,结果这个振荡加剧了很多。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 思维短路了...谢王版指正
<span class="Apple-style-span" style="font-family:Tahoma, Helvetica, sans-serif;font-size:12px;line-height:15px;">[table=560][tr][td]
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| | | | | | | | | 反激CCM模式,平均模型是个类似二阶系统,含有一对LC双重极点,一个ESR零点频率,一个右半平面极点,一个1/2开关频率处容易引起次谐波震荡的极点。
反激DCM模式的平均模型,就简化了很多,近似一阶系统,含有一个极点和一个ESR零点,没有次谐波震荡问题,没有右半平面零点。
所以两者在环路补偿上,也有很大的不同。 |
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| | | | | | | | | | | | | 我觉得双环控制下的DCM是个一阶系统,双环控制下的CCM模式,我暂时还没搞清楚。
老兄说的双环控制,应该是一个较快的电流内环,和一个较慢的电压外环。这种控制下的变换器模型,目前尚无统一的定论。
不过,无论是双环控制还是单环控制,都无法消除CCM模式下的右半平面零点,也就是反激CCM模式,在占空比大于50%的时候,都需要加斜坡补偿。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 现在的变换器很少只有电压单环控制的吧,但却只分析单环的,所以这点上感觉还是有缺陷。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 现在的技术资料和书籍上,讲到环路补偿,大都是基于单环控制的。
双环控制下的变换器模型,采用不同的建模方式,得到不同的模型。看来老兄对电流控制下的反激模型有些心得,不妨指点一二~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 还指点,关于双环控制的,我自己都还没弄清楚,得补补功课了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电压型的是属于单环。
我们经常说的双环,是指峰值电流模式控制~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 峰值电流控制 和 电压反馈 ,合在一起可是叫双环控制啊? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 就老兄而言,同一款变换器,工作在DCM模式下的带宽高,还是工作在CCM模式下的带宽高? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 还没有看张教授书中DCM模型这个章节。。。。。
尝试地回答:自己的推测和判断。
应该是DCM带宽可以更宽。因为DCM没有右半平面的零点。
CCM应该考虑如何避免右半平面的零点,因而带宽不能做的很宽。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个右半平面零点的位置,一般都是在高频的,远小于开关电源的穿越频率~ |
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| | | | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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积分:109912 版主 | | | | | | | | | | | | | 这个帖子,我本来还是想看看学习学习的,可现在感觉又成了空谈的了,你们现在讨论的这些,跟帖子的标题有一点点的联系吗?虽说是交流,也总的有个提纲吧? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 怎么说没有联系啊,我觉得一点都没偏题啊~
我在第一帖就说明了要讨论的问题,我有两处不太明白的地方,一个是工作时序,还一个就是环路补偿方面。
工作时序上,在前面讨论的不就是吗?
环路补偿上,不得考虑它的小信号模型吗?然后再考虑如何去补偿~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 至于第一个问题,各种寄生参数对工作时序的影响,问题纠结在 次级电流从零上升到最大值,需要一定的时间,这个时间跟哪些参数有关~
这种东西看不见摸不着,不还是得靠分析和讨论吗? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 问题纠结在 次级电流从零上升到最大值,需要一定的时间
转换一下思路:
初级的电流如何从最大值跌落到零?和哪些参数有关? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 其实对反激电源,平时里讨论得最多,但很多细节,我们可能平时不太注意。这个时间,对变换器的效率影响很大。
老兄说的挺对,我也认为是初级电流下降到零的时间,就是次级电流达到峰值的时间。而初级电流也是漏感电流,初级电流下降到零,漏感电流也会下降到零。漏感电流下降到零的快慢,和漏感大小、反射电压、RCD吸收回路有关。搞清楚这点,有助于优化参数,提升效率。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 回105楼的问题,
DCM状态下的带宽,高于CCM模式下,我认为是变换器从控制端到输出端的传递函数的直流增益,DCM要大于CCM。所以DCM状态下的带宽会高于CCM。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这是不同负载和输入电压下的反激DCM增益,红色的是高压轻载下的,最难补偿,所以也最容易发生震荡。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 大神你好,我现在就碰到了这问题低压满载都没问题,高压轻载确有问题,驱动大小波,UC2844的COMP电压不稳,,调试了好久,不见效果啊,很是烦恼
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 又看到“交流”,看到这个我想的是和直流相对的,呵呵 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 小简最近很热心,回贴率比较高。129楼的回贴,可能是对前文没看清,呵呵~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | NO !
看128楼
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| | | | | | | | | | | | | 这个帖子,我本来还是想看看学习学习的,可现在感觉又成了空谈的了,你们现在讨论的这些,跟帖子的标题有一点点的联系吗?虽说是交流,也总的有个提纲吧?
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王工想说大家交流吧,我一想到是直流还是交流,突然就转不过来了,呵呵 那时候刚仿真完,累的脑袋胀,呵呵 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你真行,人家王工说交流,是动词,是讨论的意思,你弄成交流电压的意思,说明当时没认真看贴就回复了阿~ |
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| | | | | 2楼的图,为什么说第一个振荡只与Lk1有关,Lk2呢?应该也有关的。 |
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| | | | | | | Greendot大师所说的Lk2是什么呢?是不是次级漏感折算到初级? |
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| | | | | | | | | 看LK1是怎么定义的了~
实际操作上,我们测LK1的时候,也把LK2折射到初级的等效漏感也加进去了吧~ |
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| | | | | | | | | | | 实际测LK1不是将次级全部短路的么?
此话怎讲?
我们测LK1的时候,也把LK2折射到初级的等效漏感也加进去了吧 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 再看了原图:是有个LK2(次级漏感)。
LK1 和LK2分别是初级漏感和次级漏感。
LK1并不是包含了次级对初级的折射漏感。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | greendot大师的意思是,MOS关断后的震荡,是有初级漏感、次级漏感和MOS输出电容发生的。但我看大部分资料上和教材上,都排除了有次级漏感参与这个说法。这个震荡频率经实际测试,和f=1/(2*pi*sqrt(Lk*Coss))的值相差不大。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 公式里的Lk,已包含Lk2折算到初级的等效漏感,即 Lk=Lk1+n^2*Lk2。
从2楼的波形图,可以看到二极管电流ID有振荡份量,所以Lk2一定参与谐振,
Vds的上升沿,在到达Vin+Vor后,也跟Lk2有关。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | VDS到达Vin+Vor之后,会继续上升一小段电压,以克服次级漏感的影响,才能向次级释放能量。
次级电流从零建立到峰值,这一小段时间,跟哪些值有关呢? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 如果没有RCD snubber,继续上升的,就不会是是一小段电压了。
次级电流从零建立到峰值的时间,应该跟励磁电感,漏感,Coss+,Vor,RCD 箝位电压等都有关。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 如果没有RCD snubber,继续上升的,就不会是是一小段电压了。
此话何解呢?
我的理解是:如果没有RCD snubber,漏感会引起很高的电压尖峰,幸运的话,不击穿MOS。但次级电流从零建立到峰值的时间,会大大减少。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 可不可以这样理解?
没有RCD sunbber时,漏感的能量没有泄放通路,如果是通过MOS管寄生电容和沟道漏电流来泄放,那么会在MOS管D端产生一个瞬间高压,加快初级漏感电流的下降。初级电感电流下降的过程,也就是次级电流建立的过程,这个高压显然会加速初级电感电流的下降,从而加速次级电流的建立。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我也是这么认为的,没有RCD Snubber,漏感的能量释放是瞬时的,产生的尖峰电压也是非常大,足以击穿MOS.
但实际中,去掉RCD电路,尖峰电压依然是个有限值,mos不一定损坏~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 次级电流从零建立到峰值的时间,应该跟励磁电感,漏感,Coss+,Vor,RCD 箝位电压等都有关?
仔细看看波形,次级电流从0到峰值建立的时间怎么会于这些参数有关?你说的原边电感什么的应该只影响延迟时间,这个建立时间由输出漏感等影响,下降时间由△I*L=V*△T去理解(注意人家说的是电流的建立) |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 老兄在126楼末尾提供的式子:△I*L=V*△T
四个参数各个代表什么意义? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 回124楼。
1。那讲的是Vds的上升沿啊
2。次级电流的峰值,初以为是指谐振的峰值,还是除去谐振成分的'峰值'? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 次级电流从建立到峰值,这个过程很复杂,参与的器件也非常多.按大师的意思,到达谐振峰值的时间,和除去谐振成分的峰值时间,有何不同?貌似这两个时间很难区分,除非是次级没有漏感,但次级不可能没有漏感. |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 有和无谐振成分的峰值时间应该不同,后者似乎比较长一点。
次级有漏感也不成问题,电路分析可以计算出来,不过有点复杂。
如果忽略所有电容,便没有谐振,这时模型就比较简单,如左图,
近似的模型如右图,次级电流峰值时间是 t =Lp*Lk/(Vclamp-Vor) |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | greendot大师给的这个模型很简洁,对于分析次级电流从零升到峰值很有参考价值。
还有一问请教,我们平时接触的反激变换器模型,都是基于单环的。大师能否给下CPM控制模式下的模型? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | TOP类的控制器,是基于电压单环的吧?实际应用中,UC384x系列的控制块子市场占有率更大,它是基于CPM模式下的。
CPM模式并不改变电压模式下的零点,但改变了极点,并且增加了次谐波震荡处的极点,在1/2开关频率处。
这个极点是单极点还是双重极点呢?我认为,如果是单极点的话,就不会发生次谐波震荡问题了,所以应该是双重极点。但CPM模式又不一定会发生次谐波震荡,所以这个双重极点应该是有阻尼的。阻尼越大,发生次谐波震荡的概率就越小。
那么,这个双重极点的阻尼,跟什么有关?这个问题,困惑我很久了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 另外克服这个次谐波震荡,主要有两个措施:
1、在误差电压上添加负斜率;2、在电流斜坡上添加正斜率~
大师能否分析下,这两种方式有何优劣呢?
采用前者的话,在误差电压上添加一个负斜率,而添加的负斜率,需要大于次级电流下降斜率的一半,这在计算上是很方便的。
而工程上,我们更多的是采用后者。是不是后者相对前者更容易使系统稳定,或者是我们更容易得到一个负斜率?
连着问了大师三个问题,如得指点,不胜荣幸。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 张兄太客气了,我也只是一知半解。
1。直接的反激的CPM模型好像不好找,一般参考Buck-boost 的,加上匝比就是。如果只是考虑低频特性,张卫平等的书应该有的,如果高频动态也要考虑的话,我只想到用Ridley的模型。
2。fsw/2的是双重极点,是电流采样动作引进来的,其阻尼,或Q值,根据Ridley,是=1/(π*(mc*D'-0.5)),跟compensation 和duty有关,补偿足够时,双极点便会分离。不过即使有peaking,增益裕量足够的话,也未必有持续的振荡。
3。这个问题真未想过,老兄有何高见? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1、CPM模型,我看大都是将主功率回路和电流控制环放在一起,建立一个近似一阶系统,然后用电压外环控制这个模型。只是CPM模型没有一个统一的说法,张卫平的书上,CPM模型还是比较准确的,更难得的是,可以在CCM模式和DCM模式下自由的切换。
2、次谐波震荡频率处的双重极点的阻尼,我觉得除了跟占空比和补偿力度有关外,应该还跟电感的大小有关,电感越大,电流的斜率越小,阻尼越大,斜坡补偿力度越大,阻尼比就越大,次谐波震荡的几率越小,当然这有点电压控制模式了。
大师提供的公式里面的mc是什么?是音频衰减率的直流增益吗?
3、关于第三个问题的话,我觉得工程上采用添加正斜率的方式,可能是正斜率较容易得到,而且可控,负斜率不容易得到。
我看您经常提到Ridlay这个人,敢问大师,他和middlebrook有何渊源?貌似他的电流模型,也是根据middlebrook的状态空间平均法衍化而来,他和李泽元什么关系?
呵呵,问的有点幼稚,让方家笑话了~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 张卫平书上的较精确模型,还是不能模出fs/2的极点,Ridley的可以。
电流采样是次谐波震荡的成因,是个大信号离散函数,Ridley用一个连续小信号s函数来近似,加进模型内,这样fs/2极点便出来了。
fs/2极点的Q=1/[3.1416*(mc*D'-0.5)],D‘=1-D,mc=1+(Se/Sn),Se,Sn分别为补偿和电流斜率。没有补偿时,mc=1,可见Q跟Sn,亦即电感,无关。
下图是一个基于Ridley模型的Buck CCM的vo^/vc^ Bode Plot,fs=200KHz,mc=1,D=0.45 (红线)
可以看到,不用D>0.5,也有peaking,增益够高时,振荡就有机会发生,所以要加补偿了。
Ridley和Middlebrook好像没什么渊源,他的模型用的是平均开关法而不是SSA法,应该有点分别。
Ridley的博士论文评审委员主席便是Fred Lee,师生关系乎? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 大师的这段话,我先收藏着,暂时还理解不了,需要以后慢慢学习体会了。不过,还有几个问题。
1、电流采样是次谐波震荡的成因,是个大信号离散函数。为啥说,是个大信号离散函数呢?这里的信号模型,是在静态工作点附近的吧?
2、关于这个次谐波震荡极点的Q值,跟电感到底有无关系。我是在《精通开关电源设计》这本书中看到的,上面的意思,好像是跟电感有关系,在这本书的第218页。
3、不用D>0.5,也有peaking,增益够高时,振荡就有机会发生,所以要加补偿了。
我看好多技术手册上,都是说需要在D>0.5的时候,从理论上才需要加斜坡补偿。但大师的意思,好像D<0.5,从理论上也需要加。
4、平均开关法,我一直认为是SSA法的衍化,看来还是我认识不够深刻。Ridley提出他的电流模型的paper,大师有没有呢?还有他的这篇博士论文,要是能传上来,就更加的perfect了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢兄台了,多谢~
对于上面的问题,兄台有什么愿意指点的吗?小弟洗耳恭听。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 张兄说这话让我很惭愧哈。我是小弟哈
这资料刚好下在了电脑里,结果一直没静下心来看过,现在正好奉献给张兄这样有需要的人,希望能够帮到你。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 呵呵,兄弟你太热心了。
那两份文件先保存下来,慢慢学习,有不懂的地方,再向兄弟讨教。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 汗颜了,是我向你请教,那我得抓紧时间看看,免得到时候无法和张兄讨论了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1。不记得那paper说的,电流采样动作是大信号,好像说有扰动时,采样量不是连续地线性变化,记不起了,也许记错了。
2。Maniktala说的也对,不过如果设计参数Q和mc定了,Se/Sn就定了,L的影响就隐没了。
3。看增益,D<0.5时,可能需要加,>0.5时,也许不用加? 参看149楼的图(已更新),红线D=0.45,蓝线D=0.55
4。平均PWM开关法,只平均了开关上的电流电压,所以保留原电路一些非线性的东西,例如小项的乘积。Buck CCM 例子,理想模型时,跟Conventional SSA的结果一样,非理想时,有点分别。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢大师,ZKYBUAA 看到这些宝贝,又要热泪盈眶了。。。 |
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| | | | | 在CCM状态中,原边峰值电流较低,但开关晶体管在TON状态时有较高的集电极电流,因此导致晶体高功率的消耗,同时为了达成CCM,就需要有较高的变压器原边电感值LP,在变压器磁芯中所储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大,而其他系数是相等的 |
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| | | | | | | 最近才有机会看到这个网站,以前看论坛少,现在才发现精华就是精华,确实很给力! |
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| | | | | | | 呵呵。。
学习了。。
看来我以前对那个平台电压的理解还有问题哟。。。。。。。。 |
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| | | | | 楼主MOS关断时,DS电压谐振上升?还是线性上升的? |
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| | | | | | | 请教您个问题,设计变换器的时候怎么检查是工作在断续还是连续? |
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| | | | | 我想请教一下,我们什么时候按断续模式设计什么时候按连续模式去设计呢?两者优缺点是什么?谢谢帮忙解释一下 |
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| | | | | | | 看看开关电源设计第三版把,上面对了断续和连续的区别,哈哈。
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| | | | | DCM模式下,振荡分两部分
1,输入电压+副边反射电压+由漏感引起的尖峰
2,输入电压+由励磁电感和Mos管结电容的谐振所引起的自由振荡
CCM模式,振荡只有一部分
输入电压+副边反射电压+由漏感引起的尖峰
可以参考张兴柱老师的文献和讲座
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