【长园维安原创】使用SJ-MOSFET，搞定浪涌其实没有那么难

SJ-MOSFET具有开关速度快，更低导通电阻和更紧凑的尺寸等优势，可以降低物料和生产成本，降低器件温升。基于上面的特点电源工程师对SJ-MOSFET是一见钟情，但又因其浪涌能力偏低，使用时有众多疑虑。为让工程师更加清楚了解浪涌问题，打消使用中疑难点；本文总结了浪涌引起器件失效的原理和对应措施，并通过测试案例验证。
1——SJ-MOSFET 浪涌测试失效机理
1-1 浪涌引起MOSFET 电流，电压应力超过额定值，导致失效

依据伏秒平衡定律，反激开关电源变压器电感

其中V_ON=V_in， 脉冲占空比, r=0.3-0.5，f_sw是开关频率。I_L是电感电流。V_ON设计考虑一般是输入额定电压最大值，比如277Vac或者300Vac. 但是在浪涌脉冲测试时，由于母线电压突然升高，超过设计输入电压最高值1.2倍或者更多，变压器电感会迅速出现饱和。下图1中紫色电流在开关周期后阶段出现饱和迹象，MOSFET电流应力迅速上升达到7.32A。在正常开关周期，MOSFET I_DS=3A。器件在高电流、高电压应力发生雪崩，MOSFET失效，表现为短路，引起开关电源输入端保险丝，整流桥和驱动IC失效。

图1 浪涌测试紫色MOSFET I_DS黄色是V_DS

1-2浪涌引起MOSFET 电压应力超过极限值，导致失效

开关电源在浪涌测试时，由于前端浪涌吸收器件(压敏电阻等)规格参数偏小导致母线电压迅速爬升，进而导致MOSFET电压应力迅速超过额定电压1.1-1.2倍，MOSFET器件会迅速进入雪崩，IDS电流瞬间变大，导致器件功耗急剧增加，巨大的功耗转换为温升超过芯片极限温度而引起失效。如图2所示，60W 单级PFC LED电源，1.5KV 差模浪涌测试失效波形。结合图3更准确说明此类问题，图3所示黄色曲线电压低于680V时，MOSFET处在关断状态，IDS几乎等于0；一旦超过680V，IDS电压迅速爬升，最终器件由于热量失控而导致失效。

图2 浪涌测试 紫色V_DS电压 ,蓝色是I_DS  10A80E VD-MOSFET EAS=454mJ

图3 16N65A VD-MOSFET E_AS=1000mJ  

黄色线是MOSFET V_DS电压，蓝色是I_DS

图4  16N65A 规格书极限参数 E_AS=1000mJ

2、浪涌抑制措施

针对上述两种原因引起的失效，有下面几条建议措施:

2-1限制功率器件电流峰值应力

针对MOSFET电流应力过高引起的失效，可以从降低器件电流应力入手。下面几条措施已经验证有效。另外也可选择雪崩电流I_AS高的器件，但成本有明显增加，同时选型有局限性。

2-1-1  选择可检测器件电流I_DS，能迅速关断MOSFET控制IC

从大量的客户测试案例中我们发现以下几颗IC可以实现此功能，比如晶丰明源BP3319M,昂宝SN03A,仙童FAN7733A和航天民芯MT6620等。

图5 18W LED电源

图6 共模电感+桥后07D561压敏+差模电感

从BP3319M规格书可以发现: CS电压引脚超过1V，该开关周期立即停止，保护功率器件、变压器和次级二极管。

图7 BP3319M规格书截图

图8   1400V 差模浪涌测试波形，紫色是I_DS,黄色是V_DS

从图8测波形可知，8/20浪涌下降区间，MOSFET I_DS保证4A恒定，没有继续增加。提高器件的安全裕量。

图9 43W 测试现场图示波器MDO3024

图11 浪涌参数设置SUG61005BG

图12 270°2KV 差模测试波形   

紫色是IDS，浅蓝是VDS

图13 SN03 限流功能表述

图13得出在使用SN03时，原边MOSFET PWM占空比由采样电阻和IC Comp引脚电压决定; 基于此功能实现MOS器件雪崩时I_DS≤4A。从上述的测试波形可以得出，控制IC的限流功能对提高电源浪涌耐压等级非常有效。

2-1-2  选高开关频率控制IC

由公式   得出   电感电流I_L和fsw成反比。实际测试波形图14，15也得到验证。可见提高开关频率可降低功率器件的电流应力。SJ-MOSFET具有开关速度块，高开关频率引起的开关损耗不会明显增加。这也是SJ-MOSFET的显著优势。

图14  36W LED Flyback Fsw=115KHz  I_{PK MOSFET}=2.14A

图15 36W LEDFlyback Fsw=51KHz  I_{PK MOSFET}=4.16A

图14 115KHz开关频率比图15 51KHz小2A。

图16  输出：50W/48V/1050mA

压敏电阻：10D471*2

标准：IEC61000-4-5

图17  f_sw= 85KHz

0，90，180，270 标准测试±5次

WMO11N70C2 1KV差模测试数量5pcs测试OK。

图18 30W LED电源输出50V-0.6A

压敏参数14D561K, 10D511

图19fsw=110KHz， I_DS=1.52A

WMO09N70C2 V_DS=502V

图19所示MOSFET IDS Peak Max=1.52A 。

2-1-3  选择700V,800V器件

高BV器件耐压在相同浪涌能量下，电流应力较小。下面通过实例说明。

图20 270°  WMO09N70C2

I_DS max=3.92A    V_DS  max=828V

紫色通道3是MOSFET I_DS 蓝色通道2是V_DS

图21 270°  WMO10N80M3

I_DS  max=3.44A      V_DS  max=860V

紫色通道3是MOSFET I_DS  蓝色通道2是V_DS

图20，21可以看出，800V器件相比700V I_DS峰值较小。

2-2抑制功率器件残压

2-2-1  压敏电阻参数选择

图22 MOV-14D471 100A 残压约800V， 200A 残压约900V

图23 MOV-20D471  100A 残压约750V， 200A 残压约850V

可见相同浪涌电流，压敏电阻直径越大，残压越低。当然成本也越高，在兼顾成本，体积和绝缘耐压等条件要求，尽量选取电压低，直径大的压敏。另外也可多颗同等规格并联使用。

2-2-2   用功率电阻替换AC输入端保险丝

使用功率电阻可以限制浪涌电流，并且可降低母线残压。比如1KV/2Ω浪涌发生器，最大浪涌电流=500A，通过压敏电阻的分流；假设流入电源内部是100A，0.5Ω/2W电阻分压是50V.

图24 60W LED 电源 AC使用功率电阻 1Ω/1W

浪涌等级较高时，浪涌电流峰值较高，功率电阻瞬间发热严重，可选择2W功率电阻使用。

2-2-3  母线并RCD浪涌吸收电路

并接如下图RCD器件可有效抑制浪涌残压、降低器件应力。同时也不影响电源功率因数。

图25 反激电源示意图

图26 RCD circuit ，R:750k+750kΩ，C: 6.8-10uF/450V，Diodes:1N4007

采用上述电路参数，60W LED电源使用我司WML11N80M3可通过6KV差模浪涌测试。

3、浪涌和器件

E

_AS

高E_AS  ≠ 高浪涌能力;

图27 EAS测试原理  

E_AS=0.5*L*I_D²

图28 EAS理论波形

E_AS高的测试电感可以得到比较大的E_AS数据;

在比较高的浪涌应力下, V_AV(DS),I_AS是关键参数; E_AS反而不是非常重要的参数。

规格书E_AS标注

图2，图4 高E[sub]AS [/sub]VD-MOSFET在浪涌测试同样存在失效。

4——总结

本文分析了SJ-MOSFET浪涌测试失效的机理，也给出了比较全面的解决措施；并通过实际测试验证有效，对器件的雪崩能量EAS和浪涌测试关系做了简明阐述。对后续工程师了解MOSFET浪涌失效机制和对应的措施比较有用。若有错误，欢迎指正交流。

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