 |  | YTDFWANGWEI- 积分：109912
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积分:109912 版主 | | | 我没细看就光看了一下最后两行，MOS管是电压型驱动器件，只有在开通瞬间开关管有驱动损耗，因此你的计算很明显是不对的。 |
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| | | | | 且不论你的电流计算方式有问题，mos是电压型器件，导通的时候才会有损耗，况且控制端的电流是很小的。 |
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|  | | | | 你的电流公式是错误的，Tr并不等于RCg。
电阻的功率你可以这么计算，驱动一次，MOS的栅极会充满电，此时能量为1/2*C*V2，一个周期充放各一次，则能量为C*V2，用这个值（能量）除以一个周期的时间就是电阻的平均功率，是非常小的。 |
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| | | YTDFWANGWEI- 积分：109912
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| | | | | | | cmg兄，根据你的推论，图中C=6.83nF,Vg=12V,周期为4us,则算出来的功率为246mW,1206电阻的功率降额为98%,有点不符合实际情况，是不是哪里还有什么问题 |
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| |  | | | | | | | 整个开关过程中并不是那一个电阻，还有MOSFET的输入电阻和驱动电路的输入和输出电阻，一般输入输出电阻是比较大的，如12V驱动，峰值驱动电流为2A，则输出电阻为12/2=6欧姆，MOS内阻也可能有几欧姆。并不是由驱动电阻全部承担了，按上面的电阻值3.3,它承担了3.3/(6+3.3+2)=0.3=30%.
一个更好的计算方法是计算平均电流，然后算功率，如开通时，Iin*DT=Q; 关断时，Iout*(1-D)T=Q。Q为总栅极电荷。有了这两个电流，算功率就简单了。 |
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| | | | | | | | | | | 输出电阻好像不能这样计算，Iin 和 Iout 有点不解，如何联系到电阻的功耗？ |
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| | | | | | | | | | | | | 那你说输出电阻怎么计算？Iin 和Iout是导通和关断时的平均电流。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 输出电阻是:输出电流增量与输出电流增量所引起的输出电压的下降量之比的倒数,即电导的倒数.
对于栅极电阻Rg的最小取值,到是可以用U/Imax来大致估算. |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 我说的是驱动电路的输出电阻，如果是用专用驱动器，手册里面都有写明，如果自己做，那就是自己在三级管上加的那个电阻。对于常用的几安培的高压管，其实其总电荷并不大，所以需要的驱动电阻的功耗很小。
举个例子：仙童的5N60, Qg的典型值为15nC,我们假设占空比50％，驱动器的扇入和扇出电阻是一样的，开关频率为100KHz，则平均驱动电流为2*15nC/10uS=3mA, 如帖主的驱动电阻3.3欧姆，则功耗为3*3*3.3=30mW。更精确的计算可能公式更复杂一些，但对一般应用来说，按Qg来计算精度我想已经足够了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 大哥，对不对啊？IR22N60，Qg的type值150nC，后面假设与你相同，驱动电阻47R，驱动电流为2*150/10=30mA
则功耗0.03*0.03*47=0.043W=43mW,你上面是不是差10三次方啊？怎么那么小？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 嗯,老C说的有道理!
其实串联电阻,对于DRIVER的IC来说,很可能并不需要.
内阻还是比较大的.
最重要的是,随着电流的增大,这个内阻在增大.
顾真的没有什么可担心的.
你甚至不用担心DRIVER过流烧毁,根本不可能.
就像220VAC的输入用电阻或灯泡作保险一样.
而对于DRIVER来说,如果额定电流是1A烧毁,那么其压根没有机会烧毁.
所以这是个动态电阻RLCiss的振荡电路问题.
而且这一切发生速度非常快,很可能不到1us就完成了.
即使1A电流流过G的电阻，那么100khz来说，电阻有电流才1us，90%的时间，电阻没有电流。
这就大大降低的电阻功耗，至少可以按0.1倍的功率选择。
Qg，没有任何意义。
怎么说，都是毫无意义。
这是个电压充电过程，与电流元没有一分钱关系。
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| | | | | | | | | | | | | | | 正如楼上说了，Ro=dVo/dIo，随输出而变，不一定是个定值，sink 和source 又每每不同，手册上给出的最大电流，似乎不能反映Ro。
Iin和Iout之说法，变成驱动功耗跟总电阻和占空比有关了，这与实际情形不符，再者，未闻电阻功耗可以算作 R*(average current)^2 的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 所有的值只是一个估算，主要目的是说明驱动功率并不是都加在驱动电阻上。其他的在24楼都有说明了。电阻的功耗我感觉作为一个估算上面的公式没有问题啊。认为有问题就说出来，不要吞吞吐吐。这不是技术人员的做法和风格。这是讨论问题，并不是下定论。
其实更希望你能给出一个正确的方法。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 怪了，问题不就已经说出来了吗？我认为很清楚了，一看就明，不用解释了
1。R*Iavg^2是不成立的，R*Irms^2 才是
2。即使成立，Iin 和 Iout算出来的总功耗 =Rg*Q^2*fs^2*D的函数 ，(这里Rg=总电阻)，明显有问题，看不出？
较正确方法不就是大家都熟知的以电阻比例乘以Vg*Q*fs求得各电阻的功耗。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我以为犯了什么大错误。原理如此。
如果有效值能计算，当然好了，问题是计算不了，而平均电流按我的方法可以就算，看我24楼的计算，当然做了一些假设“我们假设占空比50％，驱动器的扇入和扇出电阻是一样的”，这时是认为电流是直流的（正负半周只是方向不一样），直流的电流有效值和平均值是一样的。所以这么估算没错啊。
至于下面的公式是你写的，不是我写的，我写的都在24楼，有问题就自己说吧。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 另外，请解释一下你的公式：Vg*Q*fs ？我迂顿，不是很明白。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 32楼的公式，只是想说出功耗不应跟Rg和D有关，功耗是个定值(既定设计下)，不会与前两者有联系。
以你的例子和方法来计算，如果电阻改为33欧，功耗岂不=330mW (单充电计)，这可能吗，
充放电只是瞬间的事，为何可以认为是直流，在D或1-D期间流动，这样的估算真不敢说是对的。
Vg*Q*fs 就是总功耗，既定设计下是个定值，
因为功耗是驱动电压(=最终的Vgs)提供的，它在周期内输出电荷Q，平均电流=Q/T=Q*fs，所以驱动功率=V*I=Vg*Q*fs
另一个表达法是C*Vg^2*fs，不陌生吧，呵呵。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 貌似是对的，但是你看一下，按你的算法，我24楼的例子，则平均电流为I=Q/T=Q*fs=15*100=1.5mA.。如果我们占空比为50％，只算开通的半周，则I=Q/(T/2)=3mA。注意确实是在1/2T的时间内电荷变化了Q。电阻的损耗并不是只有驱动的时候，关断的时候也有。另外Rg和驱动的输出电阻和栅极电阻是串连的，即使按你的说法，Rg的功耗也是需要这三者分压的。怎么无关呢？
“另一个表达法是C*Vg^2*fs”，这个方法我在3楼已经说了，后来认识到其是错误的，才有了后面的讨论，原因是栅极不是一个纯电容，它在充放电的过程中，由于Cgd的存在和漏极的电压变化，有其他能力的补充。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 前面说了，Rg是总电阻，整个驱动路径内外阻的总值，
三个电阻的功耗就按它们跟Rg的比例分摊。
Vg*Q*f是包括充电和放电时的总功耗，实与Rg无关。
C是等效电容，已包含Miller电容。
"占空比为50％，只算开通的半周，则I=Q/(T/2)=3mA。注意确实是在1/2T的时间内电荷变化了Q"
这样说来，电流是个3mA的方波，它的平均值依然是1.5mA，跟Q/T=1.5mA算的，不也是一样？
就算说成Q在tr 里变化，平均电流不仍是1.5mA吗。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我想可能是你理解的问题，帖主的意思并不是总电阻，包括我上面所有的讨论也是清楚的把3个电阻分开的，帖主的意思是外接的电阻，否则我分开3个电阻做什么？
你的计算只有外接电阻开通时的损耗，并没有包括MOS关断时外接电阻的损耗，（开通和关断的输出电阻不一样暂不考虑），不是这样吗？
“C是等效电容，已包含miller电容”，这个没错，但是请注意在电路里miller电容的变化不是Vg，而是Vds-Vg，所以你说的“另一个表达法是C*Vg^2*fs，不陌生吧”我认为是不对的，否则我坚持我3楼的观点就没有后面的讨论了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我明白LZ的意思，但LZ似乎不察觉有Ro，Rgi这些电阻的存在，觉得用总电阻来说明较清楚。
一个总电阻和3个分电阻都是一回事嘛，就差个比例，不是要点。
其实我不是回答LZ的问题，是对你的计算法提出疑问，
"你的计算只有外接电阻开通时的损耗，并没有包括MOS关断时外接电阻的损耗"
其实已包括了，你想不通而已。
Q(即Qg_total)，是MOSFET导通后，由驱动电压输出的包括了Cgs和Miller电容上的总电荷，
不管是Vds 还是Vg，总之Q便是这样输出了，功耗便这样定了，= Vg*Q*fs。
你以为这只是功耗的一半？不是的，已是全部了，因为关断时的功耗，已经不流经驱动电压了。
或者这样说：ON时和OFF时的功耗都是0.5*Vg*Q*fs，加起来是Vg*Q*fs。
C只是个等效电容，定义为Q/Vg ，P =Vg*Q*fs =C*Vg^2*fs 我想不成问题吧。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个C是你自己定义的，不是标准的Ciss，我3楼的C是指标准的Ciss，所以我才认为我3楼的是错的了，你自己的定义应该事先说明，还有电阻的问题，我18楼已经有了明确的定义，你非要改掉，所以希望你半路杀出来时要么遵守标准的定义，要么自己定义的说明清楚，可以减少一些歧异。“C只是个等效电容，定义为Q/Vg ，P =Vg*Q*fs =C*Vg^2*fs”，后面的你如果自己这么定义C，则没什么问题，中间的要考虑一下。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 晕。电阻我一直已说明是总电阻，你可翻看。
一个总电阻跟3个分电阻有什么抵触呢，对功耗的本质机理分析有影响吗，
不见得分3个电阻，你的Iin Iout说法便成立了，
口水了这么多，总结一下，你仍然觉得你的说法是对的吗？
C的问题，我一直没说是Ciss，是你先入为主以为的，
C这个等效电容的定义不是我的，一般讲MOSFET的书都有。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你说的计算方法是对的，我的理解错了。几个电阻对损耗机理没有影响，但是对外加电阻的功耗是有影响的。
关于电容，就拿个MOSFET的DATASHEET来看一下，也许你看的书不一样。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是废柴的datasheet吧。
等效电容，书上或appnote上常用CEI (Equivalent Input )来标称，datasheet上是没有的，
因为CEI是个虚拟参数，datasheet 给出的都是实际能测量的参数，不会有这个的。
CEI只是个方便说法罢了。
在这里，CEI =Qg/Vgs =15nC/10V =1.5nF
大概Cgs≈Ciss-Crss=0.5nF，Miller 电容=1nF，
不知这估算有无不妥？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 按greendot 老师 P=Qg*Vg*f 来理解,当总充放电功率一旦确定后,则RG(Ro+Rg+Rmos之和)的功耗也基本确定,与总阻值大小无关,Rg只与三者的比例有关,个人认为在理想状况下,这个说法好象是能成立的.
这里我也提供一种思路与大家探讨,即用双踪示波器同时实测Vo与Vg(楼主图中的R1两端)波形,一般Vo近似方波,而Vg因Ciss多近似为梯形波,重叠两个波形,即可看清楚两个滞后三角形,一个为开通延时三角形
(倒三角形),另一个为关断延时三角形,在这两个三角区域里,Rg(R1)是有开通或关断电流通过的,而在公共平顶区时段里,则Rg是基本无功耗的,两个三角区面积越大,Rg功耗也越大,由此Rg的功耗也不难估算. |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 呵，老师不敢当，我还是个初学者，还要向版主们学习。
Rg(外接的) 功耗是可以测量求得，
用电流探头较方便，利用示波器的RMS功能，得到Irms，功耗便算出来了。
有空不妨来验证一下纸上的理论，也是好的。
忽然想起，比较两个三角形，面积大的，它的RMS值未必就较大，题外话了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 能者为师!
greendot 老师在逻辑数理方面的推断论述每每都是条理细致明晰,逻辑环环相扣,同时您的许多讲解还具有很好的启发性,
实在是让大家受益良多啊!.我替大家对您的无私付出表示真心地感谢! |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 有个问题，我想问一下，我是这么操作的。我取Rg=47（外围），驱动IC为IR2153，电路正常工作时，VCC=15V,我用示波器观察，电阻Rg的与IR2153连接点，示波器显示电压有效值为5.8V，在电阻Rg与场管栅极连接点电压有效值，为5.6V，是不是可以简单的计算Ig=（5.8-5.6）/47=4.25mA?电阻的功率W=0.04/47(W),此时电阻的功率是不是用1/8W就足够了？上面计算的，需要的驱动电流500mA差别甚大。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不能这样计算。应该观察Rg两端的电压波形之差来算瞬间电流，功率可以用公式P=Qg*Vg*fs来估算。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 您后面说的功率P=Qg*Vg*fs是上面你提到的总功耗吧，具体比例不好算吧？比如说IR22N60其中Qg=150nC，Vg=30V，fs取100K，此时，P=0.45W，驱动电流如何算？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 所以说是"估算"啦，Vg是驱动电压，不会是30V这么高吧。驱动IC内阻(? 欧，看datasheet) 和MOSFET的栅极内阻(1～2欧)，比起Rg=47欧，应该是比较小的，把总损耗计到Rg头上可也。
驱动电流在纸上根据MOS的特性来算也可以，有实物的话，就不如看波形方便，两电压棒看Rg两端的波形，便是了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 哈哈...greendot 老师也有"害人"的时候,如上强电加载动态工作,
此时测Rg波形,操作不当时MOS管极易变成烟花爆竹的.....  |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是吗，为什么呢？其实驱动是方波，分别看就可以了，不用同时看。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 如不上强电加载工作，只接G、S及Rg与驱动电路测试静态工作波形，
则由各种【结电容】引起的Rg电流变化【如米勒尖峰等部分的能量】就看不到了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电阻两端的波形差不多以下这样了，Rg越小，尖峰会小一些，平均电压1.2V左右，那岂不是平均电流为I=1.2V/47=25mA左右了。Rg功率用1/8W也就足够了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不能用平均值，要用有效值(RMS)来算。
你之前可能误会了，(V1-V2)的RMS值，不等于(V1的RMS值-V2的RMS值)
如果示波器不能给出(V1-V2)的RMS值，可以人手用数值积分来计得的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢了，是有效值，我上面写错了，Urms=1.12V 示波器可以直接得到，如果Rg=30R时，Urms=850mV，驱动电流变大了一些，驱动电流你觉得哪个合适啊？当然如果考虑di/dt的话，启动瞬间的尖峰越小越好，当然都能正常工作，发热量也差别不大，您是怎么选择的了？请赐教 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 要同时顾及损耗(不只是MOS的功耗，还有其它如某个二极管的反恢复损耗等) 和EMI (dv/dt，尖峰，振铃等)，选个折中值便是了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 矛盾的二面性，重视一个的时候就忽略了另一个，呵呵
两手都要抓，就得折中了，呵呵 |
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| | | | | 电阻R2的值是不是太大了？ 这样的话充电时间太长，影响输出驱动波形 |
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| | | YTDFWANGWEI- 积分：109912
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- 主题：142
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- 帖子：45931
积分:109912 版主 | | | | 一般来说，这个电阻都取5.1K或10K，这个电阻分掉的电流很小很小，这个电阻的再大，对驱动波形也基本没影响的。 |
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| | | | | | | R2的分流是很小的，假定驱动电压是4V，R2的损耗电流才0.4mA。 |
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| | | | | 如果驱动源(比如PWM IC)有输出内阻Ro的话，总损耗Cge*V^2*Freq会由Ro和R1按比例共同分担。 |
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| | | | | 演算了下公式，
设Vi=10V，Q=100nC,T=5us，P=0.1W
所以一般1/8w 0603的电阻够了。
请大侠指正。 |
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| | | YTDFWANGWEI- 积分：109912
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- 帖子：45931
积分:109912 版主 | | | | 应该是这样的，但你的同时考虑一下9楼的，驱动电阻并不单纯是你外接的电阻 |
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| | | | | | | 楼上只考虑了充电功耗，放电也是有功耗的，这一点3楼的cmg 兄已经说了 |
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| | | | | 呵呵，这个演算的目的只是验证P=0.5CV^2f这个公式的正确性。演算中并没有用到具体的R值。
这些天在查一个Linear给的设计上的问题，发现在计算栅极驱动功耗时用几种方法得到的Ciss有出入。如Total Gate Charge给出的是最大值，而Ciss给出的是典型值。往往按照Total Gate Charge算出的Ciss比典型值大出不少。为了double验证，又用tr进行了Ciss的计算：
以IRF640为例，其tr典型值为51ns（在Rg=9.1Ohm下测得），10%-90%的时间约为2.2RC，即2.2RC=51ns，将Rg=9.1Ohm代入，得出C=2.55nF. 但Datasheet中给出的Ciss典型值为1.3nF。
而根据Total Gate Charge算出的Cg为：70nC/10V=7nF
保险起见，采用最大的7nF作为Ciss的值。在250KHz，10V驱动时栅极功耗为：
Pg=0.5*7n*100*250k=0.875W
如果采用1.3nF，
Pg=0.5*1.3n*100*250k=0.163W
实际电路中一般没有用1W的栅极电阻的吧？ |
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| | | | | | | 请问如果不用R2会有那些影响？是不是最好要用才对。 |
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| | | | | | | 有同样疑问，另外，tr的值能不能通过计算得出来,2.2rc 是否有根据 |
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| | | | | | | 不能用Total Gate Charge计算Ciss。因为驱动电压从零上升到规定值时（如10V），Cgd的电压并不是从零上升到10V，而是从原来的电压（如400V）降到10V。也就是有一个米勒平台的过程。另外Cgd是变化的。所以不能用Total Gate Charge计算Ciss。
如果你的Qg为70nC，频率为250K，则大概的平均电流为2×70nC/4uS＝35mA。 |
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| | | | | | | | | | | | | 这样是不是相当于多算了一倍。如果用等效电容来算的话，P=C*V*V*f=Qg*V*f，这样难道不对？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | 我在3楼的时候也是这么想的，到后来感觉不对。因为电容不不是固定的，另外栅极和漏极的电容的电压变化不是V，而是MOS关断时的电压和V的差，由于V很小，基本上就是关断时的电压。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 感觉还是多算了。 根据
加在电容两端电压不是一下子就是到输入电压的，而是缓慢上升，开通时V的积分应该是1/2*V,关断时也是，所以正好是Qg*V*f |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个从能量的定义即可得出：
在一个周期内总共搬移了Qg的电荷。能量W=E=V*Qg
P=W/T = Qg*V*f |
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| | | | | 分析过反激，正激的损耗，感觉驱动损耗一般都很小，和MOS管的Ciss关系比较密切。 |
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| | | | | CMG老师分析得有道理。实际中简单的办法还是测一下所串两端的电压，然后取有效值计算损耗应该可以了。
驱动的损耗不只是体现在这颗电阻上，驱动器的输出阻抗，可以MOS的Rg，及寄生的阻抗会分分担这个损耗。
MOS开通关断的瞬间电阻上电流会非常大，但只是一个脉冲电流，可以画个简单的回路进行分析。 |
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| | | | | 受益匪浅！感谢各位的关注，尤其是cmg老师和greendot老师的分析！ |
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| | | | | 实际上把它看成RC电路是对的,只不过平时我们应用时容抗与阻抗都相近,习惯都按正弦波来计算.
现在方波与正弦波却有本质的差别,方波在驱动信号初始阶段(指的是上升沿与下降沿的瞬间)所有的功耗都在电阻上.由于容抗与阻抗不在一个等级,电阻对电容的充电时间非常的短,它们在整个周期里所占的比率一般很小,而你是把上升沿与下降沿的瞬间功耗当作直接功耗来计,结果与实际不符也就不难解释了. |
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| | | | | | | 我来试算一下
假设：忽略R1压降，忽略R2消耗，开关频率100KHZ
查IRFS41N15：Qgs=31nC
Pg=Vgs*Qgs*Fsw=12V*31nC*100KHZ=0.0372W
Igavg=Pg/Vgs=3.1mA
Pr1avg=Igavg*Igavg*R1=3.1*3.1*3.3=31.713mW |
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| | | | | | | | | | | | | | | 
无意中发现你的时间是：2010-11-11 21：42
现在是 13：45呀
”时间隧道“？？哈哈 |
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| | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分：109912
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- 帖子：45931
积分:109912 版主 | | | | | | | | | 你是79楼，你回复的时候咋能看到81楼的内容及时间？见鬼了。 |
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| | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分：109912
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- 帖子：45931
积分:109912 版主 | | | | | | | | | | | 论坛好像有问题了，你79楼的回复能看到83楼回复的时间？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是有点问题。张兄的帖子刚才是83 楼，现在是84楼。等我这个帖子回复了是不是变成了85楼？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 不管是理论计算还是经验公式，都要符合以下事实：
1、驱动功率随频率增加而增加。
2、电流定额大的mos驱动功率要大一些。
3、实际Vds高的驱动功率要大一些。
4、驱动功率随驱动电压增加。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 驱动功率随频率增加而增加？
对于同一个MOS来说，驱动功率是不变的。比如原来1s内开关一次，现在频率升高，1s内开关两次，但每次所需要的驱动功率是一样的。
不同的是，频率升高后，在这1s的时间内，MOS的开通损耗加大了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 驱动频率增加后，由于需要保持同样的开通效果，这个功率是会有所上升的。比如2A的IC和4A的IC，对于同一电路能够达到的最大驱动频率还是不同的。
不过这些不是重点，我上面说的功率---本意应该是功耗。题目也是讨论驱动电阻的功耗，呵呵，笔误，笔误。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 驱动功率不一样 吧，每次让管子导通需要的功率一定，一秒内开关的次数多了功率不就大可吗？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 很不想见到一个帖子的回复到了诸如:
"好贴","mark","学习了...","占个位听课"
的程度...
我也标记下 |
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| | | | | 假设开关频率为100K正确的驱动功率P=1.2*V(drive）*Qg*f(sw)=1.2*12*82*10-9*105=
0.0984W
那么，驱动电流为0.0984/12=8.2mA, R1的功率为I2R=0.22mW ! |
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| | | | | | | 设F=100KHZ,Qg=82nC,R1=3.3
MOS管每秒开100*10^3，关100*10^3次
每次流经电阻的电荷量为82nC
则每秒流经电阻的总电荷为Q=Qg*n=82E-9*100*10^3*2=0.164C
流过R1的平均电流为I=Q/t=0.164/1=0.164A
平均功率P=0.164*0.164*3.3=0.0888W=89mW
计算的时候，可以不用到驱动电压
但驱动电压不一样，Qg会不一样， |
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| | | | | | | | | 您这么算，电流应该是16.4mA，少算了一位小数。这种算法是不对的。
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| | | | | 集成的MOS的DRIVER，很可能用了正反馈提高速度。
但输出级就是个CMOS。
推拉输出，本质上是负反馈。
如果输入信号为10V的话，只要Vgs=10V时，横流区的电流在允许范围就可以了。
那么即使这个最大的电流时3A，那么其实导通的占空比可能连0.1倍的周期都不到，所以平均来看，驱动电流只有0.3A，对于CMOS没有什末适应不来的。
即使1N4007 ，虽然1A额定电流，但峰值电流是可以到30A的。
对于CMOS来说，虽然说是1A的驱动能力，但在短脉冲的作用下，可能可以提高到10A。
故，一切其实都不是问题。
从来就不应该出现烧driver的情况，除非选的太小了。
还是那句话，既然大家都知道在220VAC那灯泡或电阻作为保险，那么CMOS原生就具备了这个本事。
没啥可担心的！
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| | | | | | | 好多年的问题了,楼主没来更新了.如今大师来了.楼主不知道解决没有/ |
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| | | | | MORE Semiconductor Company Limited(摩矽半导体有限公司)，总部成立于台湾新竹，是一家专业的电源功率元件及IC设计公司，主要产品包括功率场效应管Power MOS FETs、肖特基Schottky、电源管理Power Management IC、类比Analog IC、高压LCD驱动IC、ROM 、逻辑Logic IC等，2012年于深圳设立销售公司。 摩矽半导体产品广泛应用於主机板、LED、LCD显示器、电源供应器、适配器、消费类电子及网络设备等领域。
有样品需求的，请联系我，沈生，13823128580 QQ78263012
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