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 |  | | | | 1.磁复位电压等于输入电压，因此最大占空比被限制在小于50%；
2.开关管电压应力等于输入1倍输入电压（非常好的特性);
3.开通损耗被降低，所以有不错的效率。
4.对功率等级有很大的适应性。
5.可以较少的考虑精确的激磁电感和漏感的影响。
6.适合工作在轻重载，不太适合工作在空轻载。
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| |  |  | | | | | | 双管反激变换器也许是借鉴双管正激变化器的思路，将其套用在反激变换器上；
1.单管正激开关管要承受输入电压加上反射电压和漏感尖峰；而双管反激同双管正激一样，电压应力得到降低；
2.并且可以实现能量回馈。
3.这样也许同双管正激一样，因电压应力只是1倍输入电压，在高压输入时才备受青睐。 |
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| | | | | | | 1.双管正激可以这样讲，就是隔离的Buck；
2.所以我们讨论正激的工作模式，就是讨论和指Buck电路的工作模式；
3.双管正激更适合轻重载的原因:
1）双管正激更适合工作在CCM模式；
2) 因在DCM模式，原边电感会产生较大的震荡，低频较大的能量。
3) 而在CCM模式，原边电感被钳位，而只有漏感在参与，更高频很小的能量。 |
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| | | | | | | | | | | 首先变压器的匝比计算:
N=Vinmax*Dmax/Vsec |
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| | | | | | | | | | | | | 1)Vin为设计变换器的输入规格；
2)Dmax为想让自己的变换器工作的最大占空比；
在原则上不应超过50%，实际上要留出一定的余量；
如同正激变换器，原则上可以不留气隙，但还是留些较好；
3)Vsec，为输出电压，精确计算还要加上整流二级管压降和Trace所产生的压降。
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| | | | | | | 如果用3844这类占空比限制的峰值电流控制双正激，那么电流模式更是给双正提供了更高的可靠性！ |
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| | | | | | | | | 是的。应该说该种电流限制是逐周期的，保护是可靠而及时的，不仅是在双正中。 |
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| | | | | | | 因电压应力较小，所以在高压输入时而受青睐；
功率等级适应性较宽... |
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| | | | | | | 这段时间公司太忙了，
过些时间，我再继续结合一些波形图来谈... |
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| | | | | 正激变换器可以看作为隔离的Buck电路;
(变压器可以仅看作是电压的降低转换) |
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| | | | | | | | | Buck电路的工作模式：
我们先来看工作在BCM时的情形有:
1/2*V/L*(1-D)/fs=V/R |
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| | | | | | | | | | | 1）RB=2Lfs/D；
2) LB=DR/2fs;
3）fsB=DR/2L |
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| | | | | | | | | CCM：
RC<RB;
LC>LB;
fsC>fsB;
DCM:
RC>RB;
LC<LB;
fsC<fsB;
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| | | | | | | | | | | 如让其工作在CCM模式下可以通过如下方式来实现:
1）更大的负载；
2) 更大的电感;
3) 更高的开关频率。 |
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| | | | | | | | | 1.确定的输入输出规格和确定的电路参数下，占空比是确定的；
2.环路的作用只是把占空比调整的更精确和更快速，而且仅能作到这些而已；
是不能做到来决定Duty的... |
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| | | | | | | | | CCM模式下，如果不考虑副边电流增大，在Trace等上所增加的损耗；
原则上占空比不变... |
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| | | | | | | 1.请教各位变压器的磁复位时间是由什么决定的，变还是不变？
2.我的理解变压器虽然满足安匝平衡，但单独一个绕组还是满足电感特性：
伏秒守恒；
3.所以在电压相等的情况下，磁复位时间等于开关管导通时间；
4.在CCM模式因占空比不变，而磁复位时间未见明显变化。
5.在DCM模式下，磁复位时间由导通时间决定；
6.??实际上的磁复位是怎样的？ |
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| | | | | | | 因为磁复位所加在绕组上的反向电压等于输入电压，所以就限制了占空比要小于50%； |
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| | | | | 小结:
1.适合于高压输入:在输入电压很高，用单管正激或者反激时，开关管的电压应力太高，选择开关管比较困难时，可以考虑使用双管正激或者向前边兄弟提出的双管反激。
2.正激电路：可以看做是隔离的Buck电路：变压器实现隔离和最主要的是为Buck电路提供合适的电压；或者说是通过变压器的先行降压，而缓解Buck电路的降压任务，这样可以提高占空比，有利于环路调节，对效率可能也带来好处。
3.工作模式:正因正激电路实质上就是隔离的Buck电路，所以谈及正激电路的工作模式，就是指Buck电路的工作模式，一般让副边的Buck电路工作在CCM模式。
4.变压器：所以说变压器的主要作用是把输入电压进行变化为后端的Buck电路提供一个合适的电压。匝比计算见前边。
5.占空比:正激的电路的工作占空比，是由主功率参数决定的和受负载影响的；但是因激磁电压和磁复位电压相等，限制了最大占空比不能超过50%，实际设计还要留点余量。
6.开关管的VDS波形: |
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| | | | | | | 1.CCM模式：
1) 开关管导通时，VDS电压为零；
2) 开关管关断，二极管导通，VDS电压为Vin;进行磁复位。
3）磁复位结束，开关管电压为Vin/2;
(因此时电路工作在CCM模式，续流二极管还在通态，所以变压器副边被钳位在整流二极管上，原边电感的电压被钳位在N*0.7V)
2.DCM模式：
1) 开关管导通时，VDS电压为零；
2) 开关管关断，二极管导通，VDS电压为Vin;进行磁复位。
3）磁复位结束，开关管电压开始震荡...
(因此时电路工作在DCM模式，续流二极管处于断态，所以变压器副边没有被钳位在整流二极管上，原边电感和开关管的输出电容发生谐振...) |
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| | | | | 电路磁性元件的设计与计算：
1.首先变压器的匝比计算:
N=Vinmax*Dmax/Vsec
要想确定匝比，你希望工作的占空比一定要先确定。
2.确定磁芯:
目前流行的方法AP法，暂且称为面积相乘法：有效磁芯面积(Ae)*窗口面积(Aw)
...
3.
....
4.
...
5.
....
6.
..... |
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| | | | | | | 1 根据次级输出电压和最大占空比求出变压器输出电压
Vins = Vo/D
根据Vins求出匝比
N = Vinmin/Vins*h(效率)
2 根据匝比和在最大输入电压计算次级电感量
Lfo = (Vinmax * N - Vo) * D / (fsw * r * Io) (r 为电感电流纹波和平均电流的比值)
3 根据负载电流和匝比，占空比计算初级和次级的线圈有效电流值
4 根据AP 选择磁芯
5 根据变压器的预计耗损选择磁芯的磁通摆幅并指导铜线选择
Ptan = 1% *Po
Pfe = 1/2 * Ptan
根据选择的磁芯的体积或质量以及开关频率，参照计算出来的铁氧体的耗损值，选择磁通摆幅。
dB = 0.2 T
计算匝数：
正激磁通每次都从Br -Bmax ，所以可以用伏秒公式计算匝数
Np = Vonmax *D / ( fsw * Ae * dB)
根据匝比计算次级匝数
Ns =Np / N
通过计算得到的铜损和电流密度，以及前文计算的电流有效值，并参考开关频率下的铜线集肤深度选择线径。
计算磁芯耗损
验证磁通摆幅 dB = Vinmax * D / fsw * Ae * Np
根据铁氧体耗损公式计算铁损，根据铜线电阻计算铜损，得到变压器的估计耗损值。
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| | | | | | | | | 请各位兄台帮忙谈谈怎样设定激磁电感：
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理论上正激变压器无需开气隙，但有时还是增加一点气隙来抗饱和；
如果开气隙，那么气隙大小和激磁电感大小的设定应如何考量？？
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1.如何从激磁电流占原边电流的比例来考量感量?
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2.在DCM时，激磁电感和开关管输出电容寄生电容谐振，会影响开关管的损耗；
激磁电感该如何考量？
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3.有人说变压器理论上只是传递能量，没有饱和一说；
自我理解更倾向于：传递能量是需要一个推车的，激磁能量扮演这样的角色；
如此来讲，激磁电感和气隙对能量的传递还是有作用的，又如何考量？
激磁电感究竟扮演什么样的角色？
或者只是从抗饱和来讲，加多大的气隙和设定怎样的感量比较合适？
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4.气隙的加入会影响磁损，也会影响铜损，如何来综合铁损和铜损结合频率来考量感量？
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5.在设计反激时我们都了解，加入气隙会减少感量受磁导率影响的相对变化，有更好的线性，一致性会更好；在正激电路中，如何来结合效率来考量这样的问题？
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6.因双管正激二极管的嵌位作用，忽略了漏感的影响；
如果考虑漏感，加入气隙会影响漏感，我们又如何来考量气隙的大小？
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7.我们知道反激电路对感量的计算很精确，在正激电路中我们对激磁电感似乎没有那么严格，但是也总会有些考量和设定一个合适的值的。实际的产品设计中，可能会有一个最优的值，你大一些也不太合适，小一些也不可;
这期间的奥秘是什么，都有哪些？ ？？
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8.也有人似乎武断的讲，正激的电感可以随便设定...
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请各各位兄台帮忙谈谈激磁电感的问题；
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| | | | | | | | | | | | | 感谢！
激磁电感的影响我也没有理解和搞透彻，还是一头雾水；
1.我们都理解过小的激磁电感的弊端，但激磁电感大一点会怎样那？
为什么说激磁电流10-15%比较好那，小于10%的激磁电流会有哪些弊端？
为什么谈及激磁电流的相对比例，而较少的谈及决对值的大小那？
.......
2.共享一篇 浙大 陈敏，马皓，和徐老师的论文:
变压器激磁电感对双正激变换器正常工作的影响.pdf
论文主要从激磁电感在各工作状态是如何参与作用的，
而对于如何设计确定及影响因素阐述不多...
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| | | | | | | | | | | | | | | 1.开关管导通时：
Im=Vin/Lm*D*T;
开关管导通，开关管上电压近似为零，激磁电流近似按上式线形增长... |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 2.开关管关断时：
1)二极管导通时:
Im=Im-Vin/Lm*t
二极管导通，激磁电感承受反压，激磁电流近似按上式线性减少...
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 如果只关注两个主要的工作过程，忽略期间的谐振作用时间：
似乎二极管导通的时间等于开关管的导通时间... |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 而实际上：
二极管的导通时间要略大于开关管的导通时间；
而根据激磁电感的伏秒平衡原则，二极管的导通时间随着开关管的导通时间而变化... |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 在DCM模式下，开关管的导通时间随着负载的增大而增大；
在CCM模式下，开关管的导通时间不随负载的变化而变化；
但随着负载的加大，因线路压降的增大使导通时间有增大的趋势... |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 2)二极管不再导通时:
(1) CCM模式，开关管VDS保持在1/2*Vin；
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | (2)DCM模式，开关管输出电容及寄生电容和激磁电感发生震荡... |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | （3）进一步细化此时的工作过程:
激磁电感和输出电容及寄生电容谐振到vin/2; |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 3 再进一步细化：
在开关管关闭，而二极管还没有导通时：
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1) 整流管还保持导通:
此时，副边的反射电流还在作用，开关管的输出电容和寄生电容被近似线性充电；
开关管的VDS近似线性上升...
大约持续到Vin/2左右， |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 2)整流管不再导通:
激磁电感得以释放，和原边开关管的输出电容和寄生电容发生震荡； |
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| | | | | | | | | 根据Vins求出匝比
N = Vinmin/Vins*h(效率)
这是变压器转换效率？
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| | | | | 上班时间到了，又开始一天的从早上到半夜的忙碌；
过段时间，再接着和大家一起学习讨论... |
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| | | | | 个人觉得正激的变压器没啥难的，就一个降压功能，关键是要把次级的滤波电感一同来考虑。我都是先定次级的滤波电感，再根据次级的滤波电感来求次级的电压，从而开始变压器的设计。 |
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| | | | | | | 双管正激，为隔离的Buck电路；
首先要讨论Buck电感的设计；
从输入输出规格和输出品质，来讨论输出电流纹波和电感的设计(同时也决定BCM的工作点)：
1.
...
2.
...
3.
....
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| | | | | | | | | 又来抢楼主的帖啦。 楼主莫生气。
1 选择电流纹波电流和电感平均电流的比值，决定了电感量的大小。大的纹波电流使得对输出电容的应力加大，加大了纹波电压，但是所需要的电感量较小，铜线匝数也少。 同时也决定了BCM负载电流点。
r = di / Io
r = 0.4 （20%的电感电流纹波）
dI = (vinmax * N - Vout) / Lo = r * Io
Lo = (Vinmax*N - Vout) * Dmax / (fsw* r * Io）
2 根据AP值选择合适的磁环或磁芯，下面以美磁铁硅铝为例：
因为输出滤波电感，直流分量较大，交流较少，而铁粉类磁芯的优势就是内部集成的气系，能抗较大的直流磁场，但要注意的是在一定的直流磁场作用下，电感系数有一定的下降。
3 选择一个合理的磁环，假设选择 77071 （33mm外径 60磁导率）。
4 Al 60 根据所需要的电感量计算匝数：
5 根据电感直流磁场，查美磁提供的hdc衰减表，重新计算在满载时，能满足所需要电感量的匝数。
6 根据输出电流选择合理的铜线。
7 计算铜线耗损
8 根据dI电流值得到交流磁通变化率，根据美磁提供的磁芯耗损公式得到磁芯耗损
9 根据铜损和磁芯损耗，评估电感耗损是否可以接受，预估温升，上机测试。
10 因为满载电感量会下降，轻载电感量比上文中的计算值要大一些，所以理论上可以支持更多范围内的CCM，这也是一个附带的优点吧？ |
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| | | | | | | | | | | | | 1.一般u值随着电流的增加，在一开始一小段会有上升，而后都是在下降，所以满载电感量下降应该没有问题；
2.温度对其的影响也似相似的，开始上升，而后下降的。在高达一定温度也有类似于饱和的现象，感量巨失。 |
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| | | | | 这段时间较忙，感谢大家的丰富；
使我学习和了解正激变换器... |
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| | | | | 请各位大侠帮忙继续讨论一下：
双管正激变换器的磁复位及磁复位时间... |
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| | | | | 请各位大侠继续帮忙讨论下:
变压器什么参数会影响到闭环路控制... |
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| | | | | 一般的设计中，我们都要在开关管上加散热片来降低温升；
共享adlsong的一篇文章，来讨论寄生参数的影响...
双管正激.pdf
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| | | | | 最近单位很忙，公司全体人员的工作时间调整为8:00-20:00;
暂时没有时间来学习双管正激变换器了... |
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| | | | | | | | | 是否?
1.反馈给电源主要是激磁电感能量和部分漏感能量... |
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| | | | | | | | | | | 是否？
1.原边漏感：
在二极管续流结束，
2.副边漏感：
换流速度, |
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| | | | | | | 电容的设计也主要从这两方面来考量:
1)纹波(稳态输出)
△Vo=△VoESR+△VoC=ic*Rc+1/CF*(1/2*(△iL/2)*(1/2Ts))=(△iL*((50-80)*10-6)/CF)+(△iL/(8*CF));
推出：C=(△iL*((50-80)*10-6)/△Vo)+(△iL/(8*△Vo))
主要考量ESR：C=(△iL*((50-80)*10^-6)/△Vo); 设定条件:ESR*C=(50-80)*10^-6;
主要考量C： C=△iL/(8*△Vo)
2)储能(瞬态响应)
P=1/2*L(I1^2-I2^2)=1/2*1/C*(U1^2-U2^2)
推出:C=L(I1^2-I2^2)/(U1^2-U2^2) |
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| | | | | | | | | 但这里边蕴含一个前提条件：
Rc+j*1/(2*pi*fs*CF)<<RL
Sorry!
没有描述清楚，补充见下图：
<span style="font-size:16px;"> |
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| | | | | 由双管正激电路扩展到正激电路；
正激电路都有哪些磁复位方式... |
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| | | | | | | | | | | | | 谢谢您，我也正在学习这方面的知识，我以前主要是在做笔记本里面的DC-DC buck降压方面的知识，但是发现实际上需求AC-DC /DC-AC的占据很大比例 所以给自己充充电，如果你比较好的关于AC-DC的资料可以分享下么~可以加个好友么674318886. |
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| | | | | | | | | | | | | | | 兄弟，
单位又开始疯狂的忙了，我周六日都要加班，所以没有时间来研读了，Sorry！
但，我上传的是正激，而你的文档是反激，
我想你讲的期间的差别是否是来源于正激和反激电路的不同那？ |
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| | | | | | | 正激电路:
1.正激电路可以看作为隔离的Buck电路；
2.加入变压器进行变压隔离的过程中...
3.变压器正常工作：激磁电感需满足伏秒平衡：
4.获取激磁电感的Vrest的不同方式，引出了上诉几种正激电路:
1) reset with a third winding
2) resonant reset
3) RCD-clamp reset
4) kactive-clamp reset
5) ...
5.小注：
1) 获得精确的Vrest最直接的方式，就是增加第3绕组的方式：
在开关管关断期间，同过第3绕组来去磁，通过匝比的设置可以得到精确的Vrest；
2) 最简洁的方式，利用开关管和外加的输出电容来实现。
3) 上述方式，Vds或上升很高，人们想到可以用RCD来进行钳位；
4) 当然人们也想到有源来进行控制...
a.得到时间利用；
b.得到磁的利用。
5)...
6...
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| | | | | | | | | 也许我对电感响声本身就不懂,无法一一展开讲来;
也许兄弟的问题有些过于宽泛,让我无法分析处理...
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