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 |  | | | | 由散热条件决定，散热条件好可以达到标称功率，否则看情形降额。 |
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|  | | | | | | 李工，你说的选择二极管了，现在讲讲怎么计算二极管的损耗，能比较准确呢？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 仿真软件自动计算的，对波形的自动计算功能很强、很多，可获得几十种信息吧，平均值只是一种。 |
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| | | | | 还是测的准啊，把散热器拿掉，测二极管温升，忽略二极管向外辐射和传导散热，利用二极管热容算出它的功耗 |
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| |  | | | | | 设计的时候要根据计算的结果，选择合适的二极管和散热器 |
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| | | YTDFWANGWEI- 积分：109912
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积分:109912 版主 | | | | 在大功率情况下，如果把散热器拿掉，可能还没稳定下来，管子就挂了吧？ |
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| | | | | YTDFWANGWEI- 积分：109912
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积分:109912 版主 | | | | | | 如果不稳定的话，二极管的温升是在增加的啊，也就是温升是不确定的，怎么计算？ |
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| | | | | | | | | | | | | 这个计算就是要二极管温升小一点，所以才可以忽略它向周围的散热啊，依据测出的温升乘以二极管热容等于二极管损耗的能量，在除以时间就是功耗了，有些误差，但很小了，我测过 |
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| | | | | | | | | | | | | | | nansir 用测温升的方法我认为是很科学的。无奈的是一般工程师所拥有的实验条件都很有限，一般是较难测得精确的。 |
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| | | | | 我认为分开瞬时和平均功率就不难了
阀值怎变都在里面 |
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| | | | | 不同的RC设计，会有不同的温升
这个损耗真不好计算 |
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这是二极管电压电流的仪器测试波形，蓝线为电流波形，黄线为二极管两端的电压波形。
实际工作时，与变压器漏感等分布参数共同导致的尖峰振铃波形还要复杂，其间在二极管上的损耗很难测算... |
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| | | | | | | 感觉在那种有个大尖峰的场合是很难估计得，那个时间很短，但是我估计那上面的能量是最多了 |
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| | | | | | | 这个波形有点奇怪哦，我看不到你的单位，但是电流大应该是二极管导通，电压波形应该低才对啊 |
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| | | | | | | | | 不奇怪啊！电压高（黄线）对应的是电流小（蓝线），证明二极管的开通瞬时[电阻很大]，之后慢慢变小。 |
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| | | | | 导通损耗还好算，开关损耗就比较难了。可以先测出损耗，然后反过去凑公式。为了精准的测出二极管损耗，可以先设置一个基准，这个基准的散热条件尽量与所要测的二极管相同，同时这个基准的损耗明确且可调，根据两者的温度情况，可以知道二极管的损耗。根据这个损耗去推导、验证二极管的计算公式正确性，这个计算公式应该包括二极管开通、导通、关断等损耗，在不同温度下，这个损耗也不同。最后还有验证这个计算公式是否具备普遍适用性。（这个过程太麻烦，也许找篇论文来看要方便些） |
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| | | | | 另一个难以估算的是二极管的正向压降，直流时硅管约为0.7V左右，而高频动态时的正向压降见实测波形图：
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| | | | | 蓝线为正极，红线为负极，正向压降是否是[变化]的？ |
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| | | | | | | 基于以上这些原因，所以最有说服力的要数温升测试法了... |
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| | | | | | | | | 设计的时候得有计算方法，要不做设计的时候都试，效率低吧？ |
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| | | | | | | | | | | | | 呵呵 我现在还没到那个地步，讨论问题都是想着说，没想过会不会实现，呵呵 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 估算时，用公式 Pd = VF_avg*IF_avg +Rd*Irms^2 (只是正向损耗) 。
实测时，用示波器波形 Numerical Method 计算 v(t)*i(t) 的平均值。可否？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 估算正向损耗的时候，考虑了压降电流的成绩和阻抗上的损耗，这二部分是否有重复呢？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 【用示波器波形 Numerical Method 计算 v(t)*i(t) 的平均值】这个可以理解。
【 Pd = VF_avg*IF_avg +Rd*Irms^2】还没完全理解。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我有同样的疑虑。
不过得看看对于VF_avg*IF_avg ， greendot 老师是否是另有所指。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 二极管可以看作是一个动态电阻Rd串联一个电压源VF (后者其实是二极管的正向压降，不能提供能量)。
於是有正向电流IF流过时，就会有两部分的功耗 -
1。Rd上的，等於Rd*Irms^2，Rd可以从V-I特性曲线估算出来，
2。VF上的，等於VF_avg*IF_avg，因为VF不是恒定值，是跟IF有关的，所以要根据IF的平均值来选定，这时这个VF就是VF_avg。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 41楼的时候，说到只是正向压降，那在实际计算的时候是不是还得考虑反向恢复的时候引起的损耗？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 二极管的损耗应该有两部分：正向损耗和反向电容恢复损耗。
P=vfxIo rms+Qrrx fs xvs xduty |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Qrrx fs xvs xduty 是什么意思呢？请解释下？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个就是DIODE的反向恢复损耗。
因为P=VX I，由Q=IXT,T=1/F,所以有i=q x fs,所以p=Qrrx fs x vs xduty. |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 关于二极管的反向恢复损耗，之前都不知道怎么计算的
居然在这里看到了，消化消化。。。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Q=IXT？这里的Qrr,怎么看像是电荷呢？这个参数哪里有？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 其实整流管一般加RC吸收，还要考虑这部分，测温升是最科学的方法，用示波器计算也可以，但电流探头一定要调整好。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | greendot 老师把二极管分解开来理解，我觉得比较适合用来分析二极管的
直流或动态的U/I特性，如代替LED灯的假负载，可用恒压源串电阻来近似
模拟 。。 。但在计算二极管的正向功耗时，如此分解计算功耗总觉有 重复之嫌，
感觉有些不妥..... |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我们公司的算法也是这么算的，那个电阻是动态内阻，很小的，也就是在工作电流附近的V/I特性的斜率 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 如Rd是指动态内阻（我误解成了直流电阻，以为是0.7V/Id了），
则 greendot 老师的算法是没问题的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 另开关损耗方面，
反向恢复：如果知道最大反恢复电流Irm，Irm回落近零的时间tb, 和tb时段内反向电压Vr的波形，可以积分计得，不过这些参数都跟实际工作时的dIF/dt，IF，电路参数，温度等有关，datasheet上的数据，只是某些测试条件下所得，不好直接套用，只能参考一下。
正向恢复：这个有时也不能忽略，例如高压FRED管，其正恢压降尖峰可以达数十伏。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 正向恢复压降尖峰 时期，对应的初始电流也很小，从波形看，似乎是
[导通电阻]在从大变小，非常不容易计算。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 请问下大师，如果是PFC二极管，其rms值比avg值大很多，该如何算呢，因为如果电流变化大，Rd其实变化也很大，单纯取一个Rd可能误差较大，我的算法是拟合VI曲线，然后瞬时功率积分，但这种方法很费时间，不知有没更好的方法？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我也没有好招。
二极管电流是个开关频率波形， 瞬时功率积分，您用的是这个高频波形，还是低频的平均波形？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我是用Id（t）*Ud(Id)*(1-D(t) )这个是开关周期的平均功率，然后在工频周期积分，再除以工频周期，可得到平均功率。其中，Id是二极管开关频率导通平均值，可以用输入电流Iin(t)等效，而Ud是管压降，是Id的函数，根据数值分析的知识，这种算法很接近实际值。但就是要拟合Ud函数，比较麻烦。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 之前看错，以为是用 低频的平均波形，您实际是高频波形。
Vd=f(id) 的拟合，应该不麻烦，是用软件先digitize，获得数据，然后curve fit 的吧。
（更正）
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 大师真牛，我就是这么做的，这种算法和用Rd算法比较发现，Rd取的曲线位置不同，结果可能相差挺大的。因为Rd随着电流变化，在小电流时和大电流时变化很大的，而PFC电流却必须是从小到大的电流都有。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 想到一个简单快捷的方法，不用计算Rd，Irms什么的，不用拟合和积分，花半分钟就可以求得个upper bound值（Pm），用来近似真值，差别应该不大，
Pm= （最大输入电流时对应的Vdiode，这个查曲线可得）*（PFC 输出电流）
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误差主要来自ΔV=Vdiode_pk-Vdiode(t)，从曲线可见，越离开中心线(5ms)，ΔV越大，
如果把I in(t).(1-D(t))看作是个Weighing Function，ΔV越大的地方，权越小，误差得到抑制。
右图是800W PFC的Pm和Pd的瞬时和平均曲线，误差3.3%，Vdiode(i) 是从datasheet拟合出来的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | ΔV越大的地方，权越小，误差得到抑制，非常赞同，我做过用初始Vd估算下边界，结果误差会非常大，应该也可以这样解释。所以用Vd_max估算是很好的方法。 |
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| | | | | | | 听大师讲叙，这个还真的不会选，我都是选个足够用的型号，， |
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大师算法很是可行，好办法。在等效电阻小的时候，精度很高，用来估算绝对是快捷办法。
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