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【文原创】认真的写了一篇基于SG3525的推挽,附有详细..

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埃_维_针1
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  • 2015-8-27 00:06:34
    额,平时都是只看帖不敢发帖,看了一段时间各位大师的帖子,自己又看了很长一段时间的书,于是为了验证书上的东西而做了一个推挽。现在想贴上来赚点分……   X﹏X
   此推挽只用来看波形…不注重效率等其他参数,但也还好啦,记得当时测试的时候效率最差是72%。
   文中有一些纰漏,望各位大师帮我提一下,学生好便于继续学习改进。  
基于SG3525的推挽变换器
主要拓扑结构图:
无标题.jpg
推挽变换器(Push-pullconverter)通常不适用于开关电源离线应用,因为开关元件需要承受的电压至少为电源电压的两倍。变压器含有抽头,每半个周期只有一半的绕组在工作,其对原边绕组的利用率不如桥式变换器,但在低压情况下应用时优于桥类变换器,原因是在任何时刻都只有一个开关元件与电源和绕组串联,整个电源加在工作的半个绕组上,对比同功率下的桥类变换器,开关损耗较低。
1.参数设计:输入电压12V,输出电压24V,输出电流3A额定功率72W,工作频率50KHz
2.设计变压器
根据磁性元件公司提供的表格,通过查表的方式确定磁芯和工作频率。确定工作频率为50KHz,采用EC35磁芯(ECcore),参数:电流密度为4A/mm^2、Bmax=1600G、窗口使用系数为40%,表中给出的最大功率是125.4W。
一.计算初级绕组匝数。

首先确定功率开关管最大导通时间。当输出电压下降时,变换器会增大导通通时间Ton来维持输出电压恒定。当输出电压达到最小值时Vdcmin,此时导通时间Ton最大。在此情况下,导通时间不能超过开关周期的一半。
OJP_CG)(~QB{A~B_04%P8IO.png
否则,置位伏秒数将大于复位伏秒数,几个周期以后,磁芯偏离平衡位置最终趋向饱和,磁滞回线上处于弯曲的部分,此时绕组阻抗变得非常低,大电流将损坏开关管。考虑到一些不稳定的因素例如母线冲击电压,器件瞬态参数等等,我们设定开关管导通时间不超过半个周期的80%。这里导通时间的选定是保守的,有一些产品设计甚至逼近50%的占空比。

其次是确定峰值磁密,初级匝数与磁通变化量dB成反比,取大的磁通变化量可以减少匝数,较少的匝数意味着可以使用较粗的导线,则给定的磁芯可以承受较大的电流并获得较大的输出,还可以减少绕组寄生电容,但磁通变化量取值是有限制的。假设选定了较大的dB,由于系统故障、瞬态影响、反馈环延迟等等,从而导致磁芯进入磁滞回线的弯曲部分,导致严重的故障。有一点需要提出,随着频率的增加,磁芯损耗也会随之增加;磁通变化量增大,磁芯损耗也会增加。考虑到限制磁芯温升和诸多方面的因素,此处dB取值也要一定的裕量。(按照权威资料中建议:对于50KHz以下的频率范围,较大的磁通变化也不会引起过多的磁芯损耗,则dB=3200G是个很好的值。频率高于50KHz时,磁芯损耗迅速增加,必须减少峰值磁密,当频率为100~200KHz时,峰值磁密应该限制在1200G甚至是800G,以使磁芯的温升在一个合理的范围内。)
现在计算初级匝数:法拉第公式 KI7}C9$BBK}RX(A})WWC7.png ,这个式子在很多电源拓扑都是适用的。
T=1/f=2*10^-5s
Vdc=12V(下划线是指输入电压的最小值)
Ae=0.843cm²(磁芯的有效横截面,查阅磁芯型号参数表格)
dB=3200G(峰值磁密是1600G,推挽拓扑磁芯工作在一三象限, ±Bmax=1600*2=3200G)
上值带入公式,求得Np=3.262匝,取整为4匝,两个半初级绕组加起来就是8匝,磁通密度比设定值稍微小一点。
计算初级匝数也可以利用这个法拉第定律的量纲式,使用过程中注意单位!N是匝数,V是绕组两段的电压(伏特),Ton是最大的导通时间(us),dB是磁通密度(T,1特斯拉等于10000高斯),Ae是磁芯有效截面积(mm²)
CT5R8SBPQNT)7}CDJHZX9MA.png
二.计算次级的匝数。
在推挽拓扑中,所有次级绕组的脉冲宽度都相同,均由主输出回路的负反馈控制电路决定。此设计中只有一组输出,无辅助输出。功率开关管导通期间,设开关管导通压降是1V,则对应该半边的初级绕组两端电压是(Vdc-1)伏。

由变压器基本公式:
0E4DY6NPZ`D[Q1O)$X%[S}G.png
输出二极管采用肖特基二极管,导通压降Vd是0.5V,由此得到次级电压最大值:
{{I4[`ADUBG812WF_AM~XCW.png
因为输出整流提供了脉宽可调的平顶方波,所以输出整流和滤波实现了buck变换器的功能,简而言之此输出滤波就是个buck变换器,Buck变换器的输出电压公式是:
U5[@DW{GK_R01Y19CNJKVW4.png
因为一个周期内整流输出两个平顶方波:
则(Ton/T)是2倍的,最终计算输出电压的表达式为:
@{4WPTNSVWCY_N{S_WFO]YM.png
Np是4匝,Vd是0.5V,(2Ton/T)是0.8,Vdc是12V,Vs,即Vo是24V。将值带入计算,可以得到未知量Ns,即次级匝数Ns=10.909匝,这个匝数是次级工作的半绕组的匝数,因为次级绕组绕制时分成两部分,10.909*2=21.8181匝,取整匝数为24匝。
三.计算初级峰值电流和初级绕组导线线径。
初级电流的大小等于所有次级阶梯斜坡电流以各自的匝比折算到初级的电流值加上励磁电流。在一小节里设定当直流输入电压为最小值的时候,此时导通时间最大,占空比最大且为80%。当开关管导通时,初级绕组电流以阶梯斜坡形式变化,我们以斜坡中点值为等效的平顶方波幅值Ipft,则输入功率Pin=Vdc*0.8Ipft,此处取该电源效率为80%(一般情况下都能达到),输出功率Po=0.8Pin

则有:Pin=1.25Po=Vdc0.8Ipft
3DPYP$NBC2S$NQ)[VJ@U4(D.png
Po为72W,设最低电压输入为11V,则初级峰值电流Ipft=10.21A。
每个初级半绕组在每个半周期里面流过等效Ipft峰值的方波电流,其占空比是0.4,初级电流有效值:
Irms=Ipft(√0.4)(rms是指均方根值,AC的有效电压或电流)
带入数据求得Irms≈6.46A
初级绕组线径选择:保守选用电流密度为4A/mm²,则初级绕组所需要的单匝导线直径为
D=1.13*√(I÷j)
I是电流有效值6.46A,j是电流密度4A/mm²,带入计算D≈1.436mm
[高频变压器电流密度一般选用4.5A/mm^2,如果要求不高可以选5A/mm^2,如果温度环境比较恶劣,然后又是密闭环境应选4A/mm^2,军工要求则应更低]

必须考虑趋肤效应,趋肤深度定义为导体中电流密度减小到导体截面表层电流密度的1/e(自然对数e=0.71828183)或37%处的深度。该公式为:
AE38851511DF4DC3BE318DD63FC8F616.jpg


公式可以简化为:Δ=K×66.1/√f(mm),f是工作频率(Hz),K是常数,对铜而言K=1,铜导体的穿透深度(20 ℃)

带入数据f=50000Hz计算的Δ=0.2955mm,为了避免繁琐的计算,可以查阅表格:
8324D48CFA034C7B803292E8C1DD8CE3.jpg
50KHz下有效率的载流导线截面是0.2955*2=0.591≈0.6mm,用超过此线径的导线,导线利用率较低,因为超出的部分通过的电流很少甚至没有。可以取六根0.6mm(等效一根线截面为1.6956mm^2的漆包线)的漆包线并绕,这样既提高了导线的利用率也满足了所需的最低的导线截面。由于我们采用了三明治绕法,即两半次级绕组夹一层初级绕组,该有效层数是0.5层,邻近效应影响不大。

附上优化Fr率的图
}1M]3_GEWK61%1O$PT23QUA.jpg
DV%@@Q[XU(UZ[5Y4P2CTP_A.png
在此电源变压器中我用了两根1mm线径的漆包线并绕(比要求值略低,导线发热加剧)。








本帖最后由 埃_维_针1 于 2015-11-18 18:40 编辑

埃_维_针1
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  • 2015-8-27 00:08:10
 
本帖最后由 埃_维_针1 于 2015-8-27 00:09 编辑

我勒个去……怎么不能分段编辑了,图片全都跑出来了。
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  • 2015-8-27 00:10:51
 
您说的分段编辑问题我们会尽快检查,谢谢您给我们建议!
埃_维_针1
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  • 2015-8-27 00:12:34
 
没事,我再重新编辑一下。
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  • 2015-8-27 00:14:32
 
非常感谢!本帖三原创的话可以加入我们现在正在举办的龙腾活动(文原创)的。
请您看看本帖子活动帖子 http://lonten.21dianyuan.com/index/design2015
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  • 2015-8-27 00:17:29
 
附:此处给出利用《开关电源设计》第三版中Pressman先生的计算方式的过程:
先牢记一个单位转换:1mil=0.0254 mm(毫米),关于MCM,是千圆密耳的缩写,一种老式的线规测量方法,1MCM=1kcmil=0.5067平方毫米。
书中给出的500圆密耳每有效安培,其实就是指4A/mm²的电流密度。导线所需的截面积就是500×Irms=3230圆密耳,换单位成平方毫米,即3.230×0.5067≈1.64mm²,最后可以得到该单匝导线直径:1.44mm
四.计算次级电流峰值、有效值及线径
由于电感的存在,次级电流波形仍然具有阶梯斜坡,令斜坡中点为等效平顶方波的幅值,大小为Isft,此Isft即输出电流Idc=3A。输出波形占空比是0.4,则每个次级半绕组的电流有效值:
Isrms=Idc√(0.4)
代入数据,次级电流有效值为1.897A
所需线径:D=1.13×√(I÷j)=1.13×√(1.897÷4)=0.7mm。考虑到趋肤效应,最低要求利用率的导线线径是0.6mm,可以用两根0.6mm线径的线并绕,还留有比较大的裕量。当然,可以选用线径小于0.6mm的导线多根并绕,比如用0.1mm线径的导线并绕,这样单根导线的利用率是非常高的,但从另一角度看,由于多根导线间存在缝隙,这样绕制出来的绕组体积势必就比较大了。此处我暂时用1根1mm线径的漆包线绕制。
五.变压器导线绕制问题。
变压器有多种多样的绕制方法,分段绕、分层绕或者密绕、稀疏绕等等。在设计不同的变压器时,应综合考虑多方面因素,妥善选择绕制的方法,使变压器发挥最大的效用。不管怎么绕制,都会面临着两大损耗——磁损和铜损,而这两个损耗是选择绕制方式的重点考虑对象。由于磁芯损耗与磁滞回线包围的面积成正比,在前期选择峰值磁通密度和磁芯规格时,已大致确定了磁芯损耗的大小。至于铜损,则在于两个方面,一是上文计算初次级线径时已考虑过的趋肤效应,二是邻近效应。邻近效应是指当高频电流在两导体中彼此反向流动或在一个往复导体中流动时,电流会集中于导体邻近侧流动的一种特殊的物理现象。邻近效应所带来的影响比趋肤效应更加严重,趋肤效应只是改变了导线的电流密度,而邻近效应会在相邻导线之间产生涡流,涡流与主电流流向相反则抵消,同向则叠加,整根导线表现为电流只在某一侧流动,这样势必增加了导线的阻抗。涡流的大小会随着层数的增加而按指数规律递增!所以在设计多层绕组时应着重解决此问题,在此,可查阅Dowell的论文,即优化Fr率(交直流阻抗比)。此外,还要考虑漏感尖峰,推挽的开关管导通时,只有一半绕组工作,剩余的一半占据了骨架上的空间,增加了原边的漏感,为减小漏感,原边的两个半绕组应该是双股线并绕,但这样也增加了导线间击穿短路的风险。在本电源中,初级两个半绕组采用双股线并绕,从磁芯向远端看,第一层为次级的一个半绕组,第二层为初级绕组并绕,第三层为次级的另一个半绕组,且绕向全部相同,即同名端全部在同一侧。
OXBYUBS%5TV(}SRZL7V@S}7.png
   此处画一个简图,供大家参考。示意图是卧式骨架,针脚朝下,视线从上往下俯视。
    ]YLM35FW%RT~Y%Z2R5R$[(X.png
第一层次级:对应Ns1
UMYB2_YMC9R5C`J)P2XXIXJ.png 注意:首尾导线如果能形成一个完整的圈,就算一匝,否则要多绕一圈。
   
   第二层初级双股双线并饶:对应Nr与Np
IE080X0QIO)HGQ]WUV)K.png 要分清楚“股”和“线”的区别,不同种类的线合成一根称一“股”。
   第三层次级:对应Ns2
B98D1B0767A1423E999DE464F366411F.jpg

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  • 2015-8-27 00:19:18
 
3.输出滤波器的设计:
   主输出和辅输出的输出电感不允许进入不连续模式,原因:Buck变换器在连续模式时导通时间调整范围很小,一旦进入不连续模式,导通时间会发生大的变化,这导致了开环的辅输出电压变化太大,Buck变换器的不连续模式时从电感阶梯斜坡电流下降到零开始的,他会在直流电压下降到斜坡幅值dI的一半时发生。现给出《开关电源设计》第三版中的推导设计过程:
(FYN1{IP412}%RHE9$MY@OE.png
Lo的计算公式在下面,上面是推导过程。带入数据计算:Vo=24V,T=2*10^-5s,Ion=3A,得Lo=8*10^-5H=80uH。
在本电源中,输出滤波电感的磁环采用铁硅铝磁环(Kool Mu),参数:CS270125 26.9*14.7*11.2mm 导磁率125 电感系数:157。
铁硅铝磁环常常用于各种电源的滤波器,变压器和储能电感。它具有高温下性能稳定、直流偏直高、低磁致伸缩、磁损耗低的优良特性,其成本也要低于MPP磁环。关于选择磁环规格,主要方法是所存储能量联合AP法,详见《开关电源设计》第三版-第7章-7.11节。由于电感的磁环材质和规格的选择是磁学中一个大的章节,单独开篇详讲是不合适的,此处就不给出选择磁环的具体步骤。
输出的纹波很大程度上由输出电容的等效串联电阻决定,在设计中首选低ESR电容,或者在条件允许的情况下用多个电容并联达到一定的容量,给出具体的计算方法:
3D70EED2B832447D8EFE597E7AF3AF73.jpg
在本电源中,输出纹波不是重点考虑对象,遂选择了50V 470uF电解电容。
上述输出滤波器的设计仍然是非常浅显的,因为它仅仅考虑了纹波,开关电源的输出滤波还要考虑高频辐射,以及噪声干扰等等。


埃_维_针1
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  • 2015-8-27 00:22:00
 
4.电压型PWM控制芯片SG3525与驱动电路设计:
SG3525是美国Silicon General公司推出的PWM控制器,它的输出级采用推挽电路,双通道输出,每一通道的驱动电流最大值达500mA,能够直接驱动功率GTR和功率MOSFET。其工作频率高达400kHz,具有欠压关断、可编程软启动等特点。SG3525是一种性能优良、功能齐全、通用性强的单片集成PWM 控制器。由于它简单、可靠及使用方便灵活,大大简化了脉宽调制器的设计及调试,因而被广泛应用于开关电源、电机调速等控制电路中。
2E0C0ADDAAED477494BD30CF5261F7C1.jpg B1BFD0A2B3564D07ACBCB28C0DCDD5DA.jpg

一.根据图像选择合适的振荡器元件。
1792BE98C10D444F96B0FD688F8327C6.jpg
图中充电时间的倒数为频率,前面确定的磁芯工作频率是50KHz,由于50KHz是开关管工作频率,即SG3525输出频率,则SG3525的振荡频率是100KHz,(SG3525内部分频器将振荡器频率均分,即输出频率是振荡频率的一半)选择振荡电容为4.7nf(472),对应图中曲线,充电时间10us为100KHz,振荡电阻的范围处于2K-5K,使用10K多圈微调电位器。注意图中的死区电阻RD=0欧,所有计算的只能得出不精确的值,实际过程中应当调试。
SG3525的死区电阻官方标称范围为0-250欧,但由于厂家不同,生产工艺不同,芯片参数离散性很大,死区电阻的值应该在调试过程中确定下来。此处我选用47欧,最大占空比用示波器测出为40%。
所有的闭环的电源都会面对环路反馈稳定的问题,这里简要的提一下环路振荡的原因。输出电压和负载的改变都会影响整个电源的稳定性,当输出电压改变,采样网络会检测到变化,并将此变化传递给整个系统的误差比较器中,系统随之根据此误差来调节输出电压的大小,在这个传递过程中,信号的大小和相位都会改变,当采样网络获得了一个电信号以后,它却发生了180°相移,电信号在传递过程中又发生了180°的相移,即总相移是360°,此时反馈的信号相位跟采样时的相位一样,负反馈就变成了正反馈,从而引起了振荡。
通俗的讲,引起并维持振荡的干扰信号就是噪声谱中频率为f的傅里叶分量。
在《开关电源设计》第三版的“反馈环路的稳定”章节中,归纳了稳定电路的三个准则:1.穿越频率处(开环增益为1,0dB,增益曲线过零点)总开环相移小于360°。2.系统的总开环增益在穿越频率处的斜率应该为-1。3.设计电路时提供所需的相位裕量,一般大于45°。
输出滤波器的设计中已求出滤波电感和滤波电容的大小,分别为80uH和470uF。因为滤波电容量相对较小而ESR相对较大,所以使用2型误差放大器反馈电路时合适的。
2型.png
首先画出滤波器的增益特性曲线。LC滤波器的转折频率是:
Fo=1/(2π(√LC))=1/(2π*√(80*470*10^-12))=820.8Hz

ESR的零点频率是:Fesr=1/(2πResr*Co)=1/(2π*(65*10^-6))=2500Hz,这个65*10-6是电解电容的RC乘积参数,这个参数一般不变。
伯德图.png
这是开电设计中的典型的伯德图。
A点到B点的增益是调制器增益加上采样电阻增益,即Gm+Gs,对于SG3525这种互补输出的IC,其中 调制器.png Vsp是变压器次级电压,本电源的Vsp是33V,则Gm=0.5*(33-1)/3=5.3,使用分贝做单位:20lg5.3=14.5dB。采样电阻的增益Gs=20lg(Uo/Ui)=20lg(2.5/24)= -19.64dB,则Gm+Gs=5.3-19.64= -5.14dB。图中B到C的斜率是-2,直到C点即ESR零点,斜率才变成-1。
选择穿越频率为开关频率的1/5(一般取1/4或者1/5,否则输出纹波会很大),即10KHz,在图中可以看出此频率下的增益是-37.8dB,代数增益就是1/77.6,若R1使用1K,则R2使用77.6K。
在零点处应该增加低频增益来衰减电网纹波,在极点处降低高频增益来降低高频噪声,零点和极点的设置要符合预期的相位裕量。
此处先假定相位裕量是45°,在10KHz的穿越频率出,系统的总相移是360°-45°=315°
表一.png
由这个表得出穿越频率Fco=10KHz与ESR零点频率Fesro=2500Hz的比值是4,则LC滤波器的相位滞后是104°。

此时误差放大器的允许相位滞后是315°-104°=211°。
表二.png
由这个表选择K=5,延迟角度202°留有较大余量。此时误差放大器的相位滞后是202°,加上LC滤波器带来的相位滞后104°,则在Fco的相位裕量是360°-306°=54°。
当K=5,零点频率是Fco/5=10/5=2KHz,因为Fz=1/(2πR2C1),所以C1=1/(2πR2Fz)=1/(2π*77600*2000)=1.025nF,取1nF的电容。
极点频率是Fco*5=10KHz*5=50KHz,因为Fp=1/(2πR2C2),所以C2=1/(2πR2Fp)=1/(2π*77600*50000)=41pF,取47pF的电容。

三.选择开关管
       因为初级峰值电流为10.21A,尖峰电压为12*2.6=31.2V,可以选用IRF3205作为开关管,IRF3205的极限耐压为55V,过流110A,导通内阻8毫欧。实际上IRF3205被广泛用于逆变器、UPS等设备。

上图为电路原理图。(在楼下)

本帖最后由 埃_维_针1 于 2015-10-26 22:44 编辑

埃_维_针1
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本帖最后由 埃_维_针1 于 2015-8-27 00:35 编辑

5.实物与测试。
PVF~2$@JBSYF`~0X4B((4VI.jpg
MNOH(~))R3D[OJ49ANO.png
2IBJ}O8AUYM@6C3O(SWZYG7.png
测试参数:负载电阻22欧,电源电压12V。

1.开关频率跟驱动频率波形,可以看出方波频率是三角波频率的一半。
_K09W3_XW42V]@13PSR5YP3.png
3.驱动波形与其对应的开关管漏极波形。
J`Y(KMCKU9WCPS2@90CWR~H.jpg
(D1H}PL]4{AZPVD3L7DHH5H.jpg
4.将上管的驱动波形跟开关管漏极波形的时基展开,可以观察到有三个较大的振铃,1是上管关断后储存在原边绕组和漏感中的能量产生的尖峰,再加上寄生电容形成的振荡,幅值超过二倍电源电压。1到2之间波形保持在Vdc,同理2和3是漏感与寄生电容产生的振荡,但从图中看出2的幅值更大。
EF@{NC[U7E6K4RC3]9F(S_V.jpg
~B7EFS3PC@CD}B4`(7W]}NM.jpg
5.两个开关管的漏极波形。值得一提的是,在死区时间内,磁芯的磁密保持在+Bmax或者-Bmax,维持该磁密水平则说明存在磁场强度,也即意味着有电流流动,该电流是初级励磁电流折算到次级的电流,因为在死区时间内,输出滤波电感的电流不能发生突变,输出整流二极管充当续流二极管,则次级绕组中流过励磁电流。
KNIU35EK2F)(_K9WJLVZP`F.jpg
6输出整流管阳极波形。
$V20S9F80H1IUO]~2N`[7@S.jpg
$V{@(H~FAFXNE(M@}YP4EDV.jpg
7.输出整流管阴极波形。可以看出一个开关周期10us,整流输出两个平顶方波,且幅值是35.2V,此时开关管占空比为33.9%,则输出电压为35.2*2*0.339=23.87V,实测输出偏差不大。可以观察到比较大的振铃,虽然它不会对元件有严重的影响,但RFI较大,解决方法是在整流管上跨接RC吸收回路。
[PA6L{S6C@WE~6MJ}D613AC.jpg
B7L7~7I[$}`H1D2_8M88BTL.jpg
8.实测效率为87.6%
_J$AIM)Z25@IGVFSGRRN1%E.jpg

huangtongyue
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高级工程师
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SG3525单电压环,推挽电路是不是采用电流控制芯片比较好呢?
埃_维_针1
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跑大功率了偏磁的毛病就比较严重,就用电流控制芯片了吧。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-10 21:17:21
 
楼主是在读研究僧吗?
本着这本电路书中的资料,和这让我曾经很厌恶的模拟示波器能做出87%效率的实物还是不错的,哈哈,不过这书错的其实挺多的,哈哈
埃_维_针1
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副总工程师
  • 2015-9-11 09:14:47
 
对对对就是这样,这书里面有几处错误,貌似是翻译错误。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-11 09:22:13
 
不仅仅是翻译错误,计算有很大问题的。
埃_维_针1
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副总工程师
  • 2015-9-11 09:30:46
 
~VJMDGITH0V0YAMG[1]~FJK.png
2A]49)3(CNK3[5C0W7V1OFR.png
额,对对对就是这样。
埃_维_针1
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副总工程师
  • 2015-10-26 22:47:34
 
测试.jpg
待机功率是0.488W。
后来实测该电源效率可以做到94%
世纪电源网-小王
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超级版主
  • 2015-10-27 10:31:50
 
这设备也够齐全的
埃_维_针1
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副总工程师
  • 2015-10-27 11:50:35
 
哦对了,有个事儿我想问一下,这个我有个jpg和png的图片,上传的时候提示没有合法的文件上传,这是啥意思?搞到我只能上传压缩包了。。
jsxzzcm
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本网技师
  • 2016-5-11 11:10:40
 
这个事空载波形把,不是满载的,满载的漏源极波形不是这样的
Grove
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副总工程师
  • 2015-8-27 13:32:33
 
R2为 15K时,输出占空比能到最大吗?我记得很难能大于40%,我一般都用100K以上的.
埃_维_针1
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副总工程师
  • 2015-8-27 23:11:25
 
其实一般都要用百KΩ以上的,我用了这么小的电阻是一开始方便调试。。。这样误差放大器的线性区比较宽,手动调节可以看到变化的占空比。
我这个推挽占空比最大好像是40%以上,具体多少的忘了。

俺想向您请教另外个事儿。。
就是这个误差放大器啊,反馈电阻选的比较大,增益高,线性区小,这样是不是电源电压反馈的越快速和精准?
Grove
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副总工程师
  • 2015-8-28 01:39:09
 
你说的这个应该是对UC3842、TL431的,3525的有点不同,而且3525的稳压效果不是很好,波动有点大,在轻载满载转换的时候很明显。
lilstu
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高级工程师
  • 2015-9-10 21:11:52
 
你是说内部基准源?
otakukuso
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禁止发言
  • 2015-8-27 14:31:16
 
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admin
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管理员
  • 2015-8-27 00:16:04
 
http://bbs.21dianyuan.com/thread-221023-1-1.html 请看看这个帖子,也是龙腾活动帖子。
小嘟嘟_01
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助理工程师
  • 2015-9-8 15:21:02
 
大侠,3525后面不接驱动变压器,可以直接连接MOS管啊,不会有什么问题吗?   还有我接上驱动变压器,变压器初级和次级的波形为下图,对吗?

变压器前端波形

变压器前端波形

变压器后端波形(占空比较大)

变压器后端波形(占空比较大)

变压器后端波形(占空比较小时)

变压器后端波形(占空比较小时)
埃_维_针1
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副总工程师
  • 2015-9-8 23:25:06
 
这波形畸变很严重啊,能上个电路图吗?

小嘟嘟_01
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助理工程师
  • 2015-9-14 10:42:09
 
图已上

半桥开关电源1.pdf

65.61 KB, 下载次数: 767

埃_维_针1
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副总工程师
  • 2015-9-14 11:44:15
 
你做的是不隔离的啊。
这个你测得波形是很有问题的。
用你的手持示波表再测一遍GDT初级的波形和次级的波形,别用双踪,CH1直接测。

下面那一大坨LM348是做什么?电压比较?
小嘟嘟_01
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助理工程师
  • 2015-9-15 17:47:48
 
等回来新变压器再测,下面的LM348那块是 电压环和电流环(反馈补偿环路),这个电路是我抄别的电源的,可以做到6-600V,4-400mA,240W,恒压恒流。
小嘟嘟_01
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助理工程师
  • 2015-9-15 17:48:53
 
波形的是啥问题啊?是波形不对?还是波形的上升下降沿不够抖?
埃_维_针1
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副总工程师
  • 2015-9-15 19:44:22
 
GDT初级驱动波形就是很方的方波,黄色的那波形低电平的时候还有这么大的一个峰,而且跟下边蓝色波形对应,我怀疑你把探头地线夹子夹在了驱动电路的地,应该把探头和探头地线夹子分别接在GDT初级两端。

其余的波形……那上升沿太大了。
小嘟嘟_01
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助理工程师
  • 2015-9-16 11:07:10
 
这样的波形会有什么影响呢?会磁芯饱和?还是会烧管子?
埃_维_针1
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副总工程师
  • 2015-9-16 13:24:06
 
磁芯饱和到不至于,烧管子可能性大。
3525可以直接驱动mos,驱动能力不够就再接俩mos驱动器。

如果要隔离,也就是使用GDT,3525直接接大的GDT很够呛的,最好是在3525和GDT之间加一组图腾或者mos驱动器。
小嘟嘟_01
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助理工程师
  • 2015-9-23 08:47:05
 
大侠,新变压器我换上了,可是负载越大,变压器越响!变压器没浸漆的话,会有这种情况发生吗?
埃_维_针1
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副总工程师
  • 2015-9-23 23:19:38
 
变压器胶带没缠紧会响,反馈没调好也会响,因为反馈环在低频范围内反复的调节占空比,人耳就听到了。
pukeff
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  • 2016-5-12 16:45:25
 
你这个示波器好帅啊!
xinhurenfengsl
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高级工程师
  • 2015-9-8 17:40:34
 
mark
来听课学习的
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-10 21:06:01
 
文章内容来自-KGDYSJDSB~~~~~~~~~~~~揭秘
埃_维_针1
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  • 2015-9-11 09:16:11
 
KGDYSJDSB什么    ,啥子玩意?(⊙v⊙)
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-11 09:22:34
 
开关电源设计第三版
你的书都不记得缩写了啊
埃_维_针1
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  • 2015-9-11 09:26:38
 
……………………
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-11 10:08:45
 
请关注此贴  我会在第二部分拓补中  详述你这个推挽问题
http://bbs.21dianyuan.com/forum. ... mp;page=2#pid968159
埃_维_针1
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副总工程师
  • 2015-9-11 12:38:45
 
早收藏了,就等您写反激,我最近学这个反激很头疼啊。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-11 13:19:55
 
好的,到时候一起研究
admin
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管理员
  • 2015-9-17 18:06:31
 
楼主尽快更新啊
埃_维_针1
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  • 2015-9-17 19:31:00
 
啊?还要更新啥。。
待我想想。
本帖最后由 埃_维_针1 于 2015-9-17 19:34 编辑

司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-21 10:27:47
 
我的更新了推挽了,你有何问题去说吧
埃_维_针1
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副总工程师
  • 2015-9-21 16:51:10
 
好的我去看看。
埃_维_针1
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副总工程师
  • 2015-10-26 22:49:19
 
Schematic Design- 推挽.rar (32.54 KB, 下载次数: 814)
AK47SH
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本网技工
  • 2016-7-22 15:25:37
  • 倒数10
 
你好,能麻烦你分享一下原理图的原图吗?这个图片我看不清。万分感谢!csh0714@qq.com
埃_维_针1
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副总工程师
  • 2016-7-22 21:17:10
  • 倒数9
 
当时这个图是用designspark软件画的,文件找不到了,只有这个转化成PNG格式的图片了。你在看这个图片的时候不要缩放的很大,是能看得清楚的。
AK47SH
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本网技工
  • 2016-7-23 11:08:27
  • 倒数8
 
好的,谢谢你哈!
yszhang123123
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本网技师
  • 2016-2-24 15:10:08
 
顶起!感谢楼主!正好用494在做,资料看了一半,对之前的疑问有了新认识!
pukeff
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高级工程师
  • 2016-5-12 16:50:48
 
什么都不说了,就但看到这一堆公式,我就觉得楼主好厉害,我最烦公式了,一般都不看。我感觉工作根本不需要去算,直接调试看结果,修改再测试,再修改就好了。
埃_维_针1
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副总工程师
  • 2016-5-12 19:10:05
 
数学描述的东西,与实物相比之下肯定要枯燥一些。
计算其实也是为了方便调试,有经验的人就直接开做了。
zyzoops
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高级工程师
  • 2016-5-17 15:43:04
 
正在学习大神的帖子!
nivans
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初级工程师
  • 2016-8-22 19:53:46
  • 倒数7
 
输出滤波器可以仅仅由一个滤波电容组成吗?
埃_维_针1
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副总工程师
  • 2016-8-25 07:28:36
  • 倒数5
 
依场合而定,假如用一个电容就能解决滤波的问题,那也是很好的。
SkyCode
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高级工程师
  • 2016-8-23 10:43:24
  • 倒数6
 
支持楼主 分享的很好

AK47SH
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本网技工
  • 2016-11-10 14:45:50
  • 倒数4
 
楼主你好,我看了你的原理图,你做的这个是不是非隔离的呢?因为我看你电路中只有一个地。变压器次级跟初级同一个地吗?我最近也在做3525推挽,期待你的解答帮助。 Schematic Design- 推挽_副本.jpg

埃_维_针1
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副总工程师
  • 2016-11-11 16:21:29
  • 倒数3
 
这个确实是非隔离的。
AK47SH
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本网技工
  • 2016-11-14 13:40:39
  • 倒数2
 
之前弄了很久的推挽调压,一直没成功。看了你的图,现在实现了。非常感谢你!
xcx19911209
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本网技工
最新回复
  • 2017-6-14 13:48:13
  • 倒数1
 
非常感谢楼主的分享,进来学习下先
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