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Sanjaya中国行-深圳站-04/23《功率变换器设计技术与技巧-从初级到高级》总结

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eric.wentx
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  • 2016-5-13 12:53:38
Sanjaya2016中国行-深圳站《功率变换器设计技术与技巧-从初级到高级》总结
时间:2016-04-23
地点:深圳马可波罗好日子大酒店

            Sanjaya 2016年中国公开培训第一场:主题定义为《功率变换器设计技术与技巧-从初级到高级》,内容一共分成8个章节。

其中:
Sanjaya第二场上海站04/26,第五场北京站05/04的总结位于此:Sanjaya中国行-上海/北京站-04.25、05.04《控制环路优化设计》总结
Sanjaya第三场合肥站04/27,第四场西安站04/29的总结位于此:Sanjaya中国行-合肥/西安站-04.27、04.29《新能源电路拓扑&EMC设计与优化》总结


QQ截图20160513125800.jpg     1.png

1. 三种基本拓扑的分析与延伸,包括物理界中的对偶原理的介绍
2. PCB layout,PCB引线感抗的处理
3. 效率的优化,以一个BOOST APFC为例,深入分析了PFC  BOOST二极管对效率的影响
4. 调试及实际问题解决,结合UL安规测试实例,从安规的角度分析了失效的机理以及解决方法
5. 大功率情况下元件的并联/串联均流/压技术
6. MOSFET的选择,Qgs/Coss动态参数的理解
7. 如何读懂datasheet,这一章从全新的角度介绍了Datasheet上的参数的隐藏的信息
8. 无线充电技术简略,介绍了其与LLC原理的类似性


    以上8个单元,Sanjaya都以其实例进行了说明与阐述,其讲解风格独具一格,下面就其中重点讲解的部分作一个总结:如有理解偏差或是大家有不同的理解建议,请跟帖并提出!
本帖最后由 eric.wentx 于 2016-5-16 22:48 编辑

eric.wentx
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  • 2016-5-13 12:58:49
 
第一部分: 深入拓扑
    基本的拓扑包括BUCK BOOST BUCK-BOOST,这三种基本的拓扑单元经过各种自由组合,能衍生变换出更多的复合拓扑结构,如cuk, sepic, zeta, 桥式, 双向变换器等。
   先讲一个很经典电感充\放电问题:这个是我们理解拓扑的基础:如下二张图清晰地描述了电感充放电的情况,注意:反向的电动势E是很大很大的!

      QQ截图20160514083356.jpg


综上可知:能量是守恒的,虽然理想的电感中不存在能量消耗,但是实际中由于存在寄生阻抗,所以电感电流不能无限上升,而反向电动势的存在,迫使我们得选择一种方式将其控制下来,不然过高的电压会损坏其他相关元件。当然在一些特殊的电路场合,我们还会需要用到这个反向感应电动势,如手机/相机时的闪光灯电路,或是老式的电感镇流器的启动时的电路。关于这个反向电势动势的危害,大家可以自行脑补如下继电器线圈保护二极管(即红色的那个):

4.png


补充:
类似的电容,电容充放电的与电感充放电一样,有对偶性。大家熟悉的,当一个电容充满电的时候,如果瞬间将二端短接,会产生很大的短路电流。平常最常见的一个例子即为:我们有时用镊子去放掉电解电容上的电,会看到有火花出现,这个过程即表明电容上残留的能量是通过ESR及接触阻抗以热的形式释放了出来。

何为拓扑以及如何构建一个拓扑
三个方向:利用并控制住产生的感应电压大小,并为其提供一个流通回路,同时将能量转移到输出(一般是电容)上面。 下面二个图即完整的介绍了BUCK-BOOST拓扑的构建方式:

5.png    6.png

对于一个BUCK-BOOST而言,一旦建立了其拓扑结构后,我们就可以分析其从启动到稳态的整个状态过程,下图是BUCK-BOOST电路启动到稳定过程的电感电流波形。

1.jpg

2.jpg

可以看到因为输入输出的峰值电流很大,故在同等功率条件下,buck-boost的效率最最低的!

3.jpg


到此为止,从不同的角度、PPT讲解方式上,对拓扑的定义以及拓扑的完整性做了个一个交待!
本帖最后由 eric.wentx 于 2016-5-14 13:36 编辑

eric.wentx
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  • 2016-5-13 12:59:02
 
关于纹波系数r: 定义为 电感电流波动量/峰峰值与电感电流平均值/直流分量之比!在进入BCM或是DCM模式时,最大为2。

11.png       12.jpg

我们可以得到磁性/电感变压器尺寸与纹波电流的一个关系:于下图所示:
13.jpg

综合考虑1/2,我们对y(t)函数作二阶求导,以得到曲线的拐点,即r=0.4时是系统最优解!这也是Sanjaya推荐所有条件(拓扑,频率,应用场合)下建议的值。

基于r=0.4的前提,下面可以看到r可以帮助实现一些等比例功率/频率上的缩放,这对于电源产品功率段的扩展,以及快速评审产品方案提供一很好的工程支撑!
14.jpg

1. 如果要求功率增加一倍的话,那么电感电流中心值相应的提升一倍
2. 同时电感电流的峰峰值也会增加一倍(r不变)
3. 故电感量减少半
4. 为了维持同样的瞬间响应,输出电容必须增加一倍,这样保证系统的截止频率不发生变化。
综合1-4,即负载加倍的,r=0.4时,直接将电感量减半,输出电容增加一倍即可以在原来的基础上快速扩展实现设计要求

作为补充:
如果系统的工作频率发生了变化,应该怎么办?  ---- (答案:电感及电容均减半)。


本帖最后由 eric.wentx 于 2016-5-14 18:18 编辑

black_cheung
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  • 2016-5-31 16:20:44
 
翻译及理解的相当不错
black_cheung
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  • 2016-5-31 16:42:18
 
请教下,关于电流,有时是说其平均值,有时是说其有效值
二者的区别及不同场合的正确称谓?
eric.wentx
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  • 2016-5-13 12:59:25
 
第二部分: PCB寄生参数(走线感抗等)的影响
1. 开关管的转换速度过快,这会直接影响到EMI的结果,虽然可以取得最较好的效率,但高频转换速度的EMI性能太差,需要额外的EMI滤波器弥补,这样从系统角度/效率角度来看,并不见得是好处。所以对于一些内置MOSFET的集成式IC来说(如PI的TOP系列),IC驱动与MOSEFT集成在一起,无法'软化'开关速度,所以不得不加上额外的成本在EMI的处理上。

21.jpg

通过对MOSFET VDS波形(可以看成是梯形波或是方波)作分解,得到谱频曲线,就会发现系统转换频率正好处于开关管转换频率处,所以这是EMI的一个主要来源。
22.jpg
2. PCB引线走抗,经验法则,1OZ的铜下,1英寸=2.54cm能产生近20nH的走线感抗。所以在一些测量测试时,我们不要随意地断开元件并引入一根导线来测试上面的电流,因为这已经附加了一个电感在上面,虽然大家潜意识里已经知道这样做会产生问题,一般会选择短而粗的线,但对于开关频率处于100KHz级别这样的,小小的一根引线,会产生噪声尖峰。(这样的结果就是:你不知道这个测量结果是不是真实的,造成误判或是困惑)。---- 如果要测量开关管或是二极管的电流,最准确地办法是测量与之相连的电感上的电流。
基于此,在一此敏感的IC引脚上,我们会加入一个解耦电容以来,一般是0.1uH左右的陶瓷电容来避免走线感抗带来的电压尖峰的影响。


3. 消除PCB引线感抗的负作用
最直接的办法是将PCB走线减短(小体积化),或是单独采用地平面层,如高密度射频PCB都是多层。注意:单纯增加铜箔厚没有明显效果,同样增加走线铜宽用处也不太大(同时铜箔太宽在一些’动点‘场合会产生严重的辐射),导线的走线电感经验公式  L=2*l*(ln4l/d -0.75) nH。

地平面的作用:频率增加,信号的路径并不就是直接沿着直流阻抗最低路径通过,而是对对应电感的路径流通过。而一个完整的地平面的话,就能为信号返回电流提供的阻抗最小(取决于频率高低,ZL还是Rdc)。但是千万不在地平面上添加其他走线,因为这会很破坏整个地平面的均一性,从而电流流向变得很不规则,反正产生更大的EMI。
31.jpg    32.jpg     33.jpg


一个补充:我们常看的,常说的旁路电容,退耦电容,为什么是0.1uF的MLCC?
一个概念:电容(电感也类似)只有在一定的频率范围内呈现出是一个电容的特性, 这个频率即为自谐振频率。可以看到1uF的电容和0.1uF电容特性曲线如下,0.1uF的有效频率范围可以达30MHz,这个通常可以满足一般电源的退耦要求。
41.jpg 42.jpg

下图给出了退耦电容的实际参考摆放位置!!!

43.jpg

可以看到,PCB上的寄生参数与效率,产品可靠性,成本都有关联性!
本帖最后由 eric.wentx 于 2016-5-14 13:48 编辑

lixz
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  • 2016-5-14 19:00:03
 
说实话 地平面分割被破坏那个图,看着太抽像,没看出是怎么破坏的.

电容那个我个人觉得0.1uf是看别人都这么做,而形成的习惯值.
看下面这两张图表,
1uf的等效电感仅为0.8nh
而左边100nf为0.53nh,这并没有低多少.
至于低ESL 看起来低于0.15nh 这似乎有点奇怪.

贴片电容的等效电阻主要是由其外形决定的.
作为参考1cm导线电感已经达到8-10nh.对于0805的外形显然也接近这点.
由于测试夹具(测试夹具奇贵无比)是对贴片元件的"顶级连接"并且消除自身误差得到的数据.
实际电路通常不会优于这些连接.换句话说,连接电容的走线只要有那么几mm长,其等效电感已经没电容什么事.

而谐振频率并不是说明,超过这频率之後电容失效不能滤波,祗不过等效电感限制了这一能力.
但比起走线电感...除非走线能小于那么1-2mm否则还谈不上电容的限制.
而相比100nf , 1uf显然提供更好的滤波能力,那怕超过谐振频率,其等效阻抗仍然比100nf好,图表也显现了这点.

以上纯属个人意见...



本帖最后由 lixz 于 2016-5-14 19:04 编辑

eric.wentx
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  • 2016-5-15 15:56:36
 
To Lixz:
地平面分割被破坏那个图,看着太抽像,没看出是怎么破坏的. ----  就是地平线上存在其他线,而不是单纯的地平面,这样高频信号的路径就反而不是最优了。
同意你对0.1UF电容的理解,MLCC与尺寸关系很大,寄生ESL ESR不同厂家或是不同尺寸都差异比较明显。所以只有在同一个厂商的同一系列下比较,才能突出其自谐振频率的不同。(这里还没有考虑实际电容的容差)

eric.wentx
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  • 2016-5-13 12:59:34
 
第三部分: 变换器的效率 这一节主讲效率提升,以及效率的分配,在哪些元器件上效率值得优化,以及效率的曲线,比如说你怎么做效率都这么高,因为它受限于基本规律,因为它的效率就有这么多。即任何变换器都存在一个固有的效率点损失。

1.jpg

     效率主要由导通损耗和开关损耗组成的,可以又细分一下,哪些是和负载有关的,比如说你负载变化效率跟着变化的,哪些是跟负载无关的。
     首先我们看导通损耗,RdS这边来看是很大的一部分。然后是电感跟变压器的阻抗,再加上输入电容的ESR、等价电阻还有另外一部分是静态电流,这里对静态电流有严苛的要求,所以静态电流占了当中很大一部分。
     对开关损耗大家很熟知,第一个还是电流跟电感、电压之间的交叉面积,决定着整个开关损耗,我们可以通过快开或者快关来做,但这些都会有其他的问题。第二个问题是驱动损耗,驱动损耗是固有存在的,因为已经给了一个驱动电压在里面,它的驱动是一直存在的,它会不停给驱动,目前很多IC在轻载的时候都有跳频功能,称之为间隙工作模式或是burst mode。还有第三个是AC的损耗我们叫做交流损耗,这一块实际上比较复杂,但是另外一个原因,为什么要考虑这一块?因为现在很多变换器特别是谐振变换器轻载的时候,损耗反而是最差的情况。为什么开关损耗取决于频率?以及交流时间?你要减少时间里就要减少开关速度,但是开关速度又对EMI有很大影响,总体来讲效率和EMI是一个很矛盾的点。

下面分析一个APFC BOOST电路来说明元件优化来提升效率的具体例子。

2.jpg

背景:大功率APFC BOOST电路一般采用CCM工作模式,故续流二极管存在反向恢复的问题。

这里的二极管的耐压一般在500V以上等级(相对于400V输出电压而言),所以一般是快恢复/超快恢复二极管,Vf(一般在0.7-1.1V左右)与输出电压之比1.1/400 = 0.00275) 不到0.3%,所以VF对效率的影响极小。这也意味着我们可以用二个低压的二极管串联使用,以减少反向恢复时间的影响。但是实际中,一个二极管对效率的影响达5-10%,甚至于一个二极管与二个串联二极管相比,效率还要低5-10%,这问题就在于二极管的反向恢复时间问题。所以解决办法有:

1. 采用有源吸收,成本增加,需要电感元件
2. 双晶封装二极管,低压管子有较好的反向恢复特性,但还是要注意二个晶圆不是完全的一致。
3. SiC肖特基二极管,这是最优化方案,基本上‘零’反向恢复。


QQ截图20160514143941.jpg QQ截图20160514144025.jpg QQ截图20160514144153.jpg
本帖最后由 eric.wentx 于 2016-5-14 14:44 编辑

eric.wentx
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  • 2016-5-13 12:59:49
 
第四部分 实际调试测试相关技巧 , 以三个实例来描述在实际电源设计中应该注意的事项

A  安规测试中光耦失效而导致绝缘失效的问题
B  肖特二极管的dv/dt特性
C 示波器测量中关于地线环路的影响


A    UL安规测试里面,你的晶体管或者说元器件短路、开路失效不能殃及到二次测,这是UL测试的一个基本概念。所以UL的测试,实际上只是关注安全,不关注可靠性,而且它也不关注EMI,UL纯粹只是安全的测试。所以我们看PPT,如果这个板短路的时候,假设这个时候你保险丝还没有工作之前,有很大的电流会通过。如果此时你保险丝还没动作(后来证实是保险丝选择错误以及IC周边设计错误),它会继续往左边这个IC里灌,最终会损害整个PCB板,也就是我说的不能殃及到二次测,这个也是UL绝对不允许的。这就是整个失效路径,那么接下来我们要怎么防止这些事故发生? 其实很简单:在IC输出级加一个简单的稳压管/TVS即可以实现有效的光耦保护。因为会让TVS或是Zener先短路从而旁路掉IC。
    这个就是我们经常看到为什么加稳压管的原因,有的时候加的不明不白,这里给出了我们加这个管子的原因,后面好多IC已经没有这个问题了,但是大家有的还是加。这里就要提到COMPAQ这家公司,他们在采样电阻这个位置加了一个TVS,开始谁也不知道这个东西是干什么的,但是现在他们搞清楚了。这里只是用来保护单一故障失效。
QQ截图20160514150906.jpg QQ截图20160514150945.jpg QQ截图20160514150955.jpg QQ截图20160514151007.jpg QQ截图20160514151043.jpg

B  肖特二极管的dv/dt特性
现在的工艺水平,肖特管的dv/dt性能可以达到10000V/uS,但是不同的供应商的此参数差异性很大,所以可以向供应商询问此参数。由于肖特管在输出端一般机壳散热器连接在一起,寄生电容等的影响会导致振,这可能会造成可靠性问题。解决方法:加一个小的Ni-Zn磁珠软化dv/dt,但要注意会轻微影响系统效率。
QQ截图20160514153002.jpg

C 示波器测量中关于地线环路的影响以及如何正确测量纹波信号

探头如果不用的话:要么不接悬空,要么从示波器拆掉!

111.jpg


0.1uF的瓷片电容是必须的而且是可以接受的!

112.png

113.jpg

本帖最后由 eric.wentx 于 2016-5-14 18:00 编辑

eric.wentx
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  • 2016-5-13 13:00:04
 
第五部分  器件均流技术

器件并联是在中大功率场合经常看的情况,因为通过的电流大,所以器件本身的均流变得十分重要。
输出二极管及输出绕组的均流, 注意二极管要采用双晶封装以保证器件的一致性,绕组并联时也应该要注意绕组间的不一致产生的环流问题。
QQ截图20160514204348.jpg QQ截图20160514204355.jpg
11112.png
QQ截图20160514203707.jpg
QQ截图20160514203721.jpg

整流桥的并联

QQ截图20160514205324.jpg QQ截图20160514205331.jpg
本帖最后由 eric.wentx 于 2016-5-14 20:51 编辑

口乃心之门户
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  • 2016-5-13 14:56:34
 
版主辛苦了,讲义有下载的吗?
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  • 2016-5-13 15:08:56
 
资料我们正在等作者确认,应该下周就可以与大家分享!

本帖欢迎大家来提问,我们会邀请 Sanjaya 来与大家作答!
谢谢!
小小瀑布
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  • 2016-5-14 09:11:24
 
感谢文总的再次解读,幸苦啦
eric.wentx
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  • 2016-5-14 11:27:38
 
尽量用自己的话讲清楚比较好。
AT_NC
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本网技工
  • 2016-5-24 09:27:47
 
按图中接法来解决环流问题的话,尖峰吸收是不是也要加两个呢?

解决环流问题

解决环流问题
heji82
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本网技工
  • 2016-5-31 11:57:27
 
不错,学习啦
haoyuan
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高级工程师
  • 2016-10-20 14:50:53
  • 倒数3
 
好,图文并茂!
eric.wentx
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  • 2016-5-14 08:35:23
 
第六部分 Datasheet阅读

     参数规格书,也即大家经常看到的Datasheet,里面有很多东西隐藏在里面,大家仔细读的话会发现有很多有趣的故事在背后,有很多参数是值得玩味的。一般来说,我们看参数规格书,第一页是一个绝对最大值,第二页是典型值,这个典型值很可能工厂是在某一个特定的测试条件得出来的,也许一半是好的,一半是坏的,可能在某一段时间生产这一批可以,那一批不可以。所以说,典型值是一个特定条件下的测试结果。所以你其实看到,他后面都会标一句话,“所有参数都是在这些特定条件下得到的”,这个条款会给很多厂商提供免责的责任,其实它很多的条件是受限制的。
     我们经常看到一个问题,我们元器件失效了,送到原厂分析,返回来报告都是你应用错了,绝对不是元器件本身错了。他会说你应用超规格了,但是你超的是典型规格,而实际上这个典型值已经不是你需要的东西了。所以说最好的情况下,我们希望25度或者说一定温度条件下,我们不太给一个典型值,如果可能的话,我们尽可能向供应商问更多的消息,比如说对于芯片来说,我们第一个要知道不同温度点,整个温度范围下的整个电流限制,其实这个有很多可以限制。然后你输出信号的大小,这个也受温度影响,以及包括这个模式下它的结构补偿。另外还有它内部,如果是集成芯片,然后内部基准、补偿参数,这些都是受温度影响的。25度的参数,其实基本上不能给你任何信息,换而言之,25度时的参数信息基本上是无效的。我们仔细看每一个值后面都会有一张表,包含着基准还有电流限制,频率变化,都有一个温度从负50度到50度的表,后面会给出很多小图,这些小图才是我们想要的。电流限制的原因我们要知道,因为我们现在成本很低,所以有时候设置的电感都很临界,如果你们考虑到温度系数电感的饱和你算不到的,你如果用典型值你不知道,虽然你可能留余电,但是余电都不会留很大,如果你仔细看,有些元器件,特殊元器件,它的温度范围限变化得很多。所以你要看全温度,因为我们工作环境温度跟25度差的很远。

      
QQ截图20160514215054.jpg QQ截图20160514220638.jpg

    虽然规格数LM2593,第一行通常数值是48V,但是可以接到60V,但是实际上当电压超过40V的时候你就要做进一步评估了,因为他输入的电感就很容易进入饱和。这里主要说了在一些元器件的选择,得在特定条件下,选那些包括你开机启动,你的占空比的选择,不能选择特别大。你像这里就没有给出最大值和最小值。一般在稳定的时候,我们比他的最大值还要留10%的余量,这样我们才能承受一定的过载能力。因为整个电感误差比较大,10%—20%,所以我们留10%余量,在最大负载情况下还有10%余量,以防止过载,不管在成本还是过程上来说都比较合理。

QQ截图20160514220942.jpg

    这里给出了整个设计电源,首先我们知道最大电压,或者最大功耗我们知道的,我们需要多少功率这个我们知道的。在这个基础上我们加10%来做余量,这样可以在防止过载的时候,或者开关机的时候不会保护或者损坏。基于最大的功率,和纹波电流我们设置纹波系数。实际上在装电感电流的波形,再重新核算电流的限制。看看是不是在芯片范围之内,第六步是选择合适的磁芯,以及饱和电流的值,基于得到最大的电流限制。最后一步是选择限制,主要是最大负载,以及热的考量,以及怎么绕。

    这里是PI是集成功率,它的余量留的就很大,对PI的系列相信大家也比较熟悉了。但是其实它的意义不太大,我们下面看到底这个东西怎么用,既然有这么大的偏差,这个电流线到底有什么用?
    这是前几年PI一直推的芯片TOP252—262系列,大家可以看他的功率等级,不管是低电压、宽电压,输出的都不一样。所以他提供了一个X引脚,X引脚是可变量功率电流的设置,这里实际上是为了限制最大的电流值。这个是整个芯片的峰值电流值,一直我们没有看到温度发生改变之后,这些值会发生什么变化?所有的参数,包括给出的最大的初始电源限制,不仅没有给出全范围温度下的值,只给了一个最小值,乘0.7的系数,但是这个参数也不能保证是真实的测试结果,只是根据这个曲线推演处理的,真正没有在生产线上完全百分之百测,不是一个全测的参数。
QQ截图20160514221030.jpg
本帖最后由 eric.wentx 于 2016-5-14 22:16 编辑

赵日天
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LV8
副总工程师
  • 2016-5-14 10:31:57
 
版主你好,如上述表述R=0.4视为最优解的话,那个R=0.4是在最恶劣工作情况下R=0.4   还是在最通常情况下R=0.4?
比如我们通常做的反击  90VAC--264VAC输入    12VDC  1A输出       假如是90VAC输入,输出满载的时候使得R=0.4   那么当输入电压上升的时候系统朝着DCM模式的方向变化R肯定也会变大   到我们通常的输入电压220VAC的时候  有可能R=1了,那么在220VAC常压的时候  意思就不是处在最优解状态?


又比如BUCK的话   90VAC--264VAC输入      12VDC  1A输出        假设在264VAC输入的时候  满载时候 使得R=0.4  那么当输入电压减小的时候  系统朝着深度CCM模式方向变化  R肯定会变小   到我们的常压220VAC输入的时候 有可能R=0.2了,那么在220VAC常压的时候   我们的系统也不处在最优解状态?
所以 想了解下   我们该在什么样的  条件下设置R=0.4    是在常压输入下    还是在最恶劣电压输入下?





Sanjaya
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副总工程师
  • 2016-5-18 04:38:37
 
r=0.4 is set at the worst-case input voltage for any topology, in terms of stresses and size of core (energy storage). That is lowest input voltage for Boost and Buck-boost, but highest input for Buck. The most optimal design focuses on these voltage limits in the case of a wire-input converter. Maybe Eric will translate to make this clearer.

eric.wentx
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  • 2016-5-18 08:35:04
 
Hi Sanjaya, your 'best guess' is good enough...
eric.wentx
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  • 2016-5-20 11:17:14
 
赵工: 0.4是在最恶劣条件下的结果。对于 BUCK, 最恶劣条件是输入最时时,而BOOST/BUCK-BOOST,最恶劣条件是输入电压最低。
赵日天
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副总工程师
  • 2016-5-20 11:25:12
 
小弟明白了,先前的时候对于这个纹波率有各种各样的取值,这次通过大师级的培训想来整个电源界,对R=0.4想来是没有任何异议了,先前的0.6    0.8  的都有,sanJAYA大师说明了R=0.4的才是最优解.那这么说来以前很多人做的电源都不是在最优解中?




本帖最后由 赵日天 于 2016-5-20 11:31 编辑

eric.wentx
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  • 2016-5-20 16:31:23
 
赵工:r的取值我还是觉得sanjaya做了分析的,3楼的那个r与磁芯的曲线的确是个指导性的图。
Sanjaya
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副总工程师
  • 2016-5-22 02:27:50
 
r=0.4 is a compromize...between stresses and core size. So if you want to decrease core size, but are prepared for higher current stresses, you can certainly increase "r" and maybe even go to BCM. In Nov 2009, a fully 9 years after I first proposed the concept of current ripple ratio, Dr Ray Ridley examined all industry recommendations in Power Systems Design Europe (Novemeber 2009). Though you can no longer find that easily on the web, it is actually still available here: bbs-static-2.21dianyuan.com/download.php?id=65006 . You can see that he agreed by recommendation of r=0.4 was the best. I had initially proposed r=0.3 and many people still use that, but call it by different names such as Inductor Currenr Ratio (LIR), as here: powerelectronics.com/mag/606PET25.pdf. They basically set r=0.3. Rictek uses the same factor but calls is "Y": http://www.richtek.com/assets/AppNote/AN009_EN/AN009.pdf. Another author calls it dIr but wrongly sets is at 0.1 and lands up with an inductor 4 times larger than optimum. See http://www.amazon.com/gp/custome ... mp;ASIN=0071508589. The important thing to keep in mind is that all these "new" definitions came after my initial proposal of the concept in 2000. Yes, indeed, I think I invented the term historically, and I recognized the importance of that in converter design. Power Intehrations uses something similar called KRP before I came up with "r", and that is the ratio of the AC component to the peak value (not average value as for r). Inmy book: design and optimization second edition, I have shown how complicated and non-intuitive the equations become in terms of KRP, as compared to "r". But Power Inegrations too in effect recommend r of about 0.4, based on a recommended KRP of about 0.6....the final recommendation of core size and inductance is stilll almost the same. However, based on my subsequent app note AN-1246 (application-notes.digchip.com/006/6-9641.pdf), I extended the concept to all topologies, which had never been done before. For example, the KRP recommendation of Power Integrations was only for Flyback topology. No one had yet created a simple concept for all topologies, all frequencies, all applications, such as "set r=0.4" (roughly). That's what I did in 2000 and in the two years later.















赵日天
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副总工程师
  • 2016-5-22 13:46:21
 
thanks for your detailed answer .


电源之友
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高级工程师
  • 2016-6-14 09:20:54
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感谢Sanjaya
LMQ4409
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本网技师
  • 2016-5-31 20:11:46
 
好文件要分享
XIE52062
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助理工程师
  • 2016-5-17 16:12:53
 
好可惜,那天上班没时间过去
mingchristian
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高级工程师
  • 2016-5-20 10:38:21
 
感谢论坛,感谢文工,真是受益匪浅
suh520
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助理工程师
  • 2016-5-30 15:53:49
 
这个帖子的确不错,如果能整理成册更加方便阅读
jackxiang
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助理工程师
  • 2016-10-29 16:59:14
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文工,您好!你所讲的datasheet 的确是隐藏很多知识点,但是普通工程师,甚至英文不好的工程师,也甚至做了10年的工程师,也未必能够看到datasheet上的关键参数和有用的参数以及背后的隐藏知识,这也就是为何有些厉害的电源厂,会做出器件,比如mosfet, diode的 load curve 最终让供应商,这里当然指的就是原始制造商来做器件的最终应用确认,有其理由的!!!

4月份,聆听了sanjaya的深圳演讲,你翻译的很精彩,很独到,知识点很细节化!

你的专业风采,值得业内人士/工程师拜读!
thanks for your hard-working and commitement !

best regards

jack.xiang
yuanxuan
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本网技师
  • 2016-5-17 13:36:23
 
理论知识又上一个新台阶
liaozhaocheng
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副总工程师
  • 2016-5-17 15:01:19
 
没得去看看课件也不错
ltpzm
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高级工程师
  • 2016-5-17 13:53:52
 
这个活动好呀,对于相同的知识,看看不同的人是如何解读的,说不定对自己以往的认知又会提高不少。
ruoshui136
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副总工程师
  • 2016-5-17 14:05:39
 
好可惜,当时都没时间去。
ljj1993
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高级工程师
  • 2016-5-25 12:08:41
 
没去现场,在世纪电源网下载了,学习 非常受用!!!
wcz417
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实习版主
  • 2016-5-26 09:02:28
 
总结没有PDF的吗?
eric.wentx
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版主
  • 2016-5-26 11:06:16
 
没有PDF版,都是慢慢截图注解的。
simonbin
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副总工程师
  • 2016-5-26 09:18:21
 
版主辛苦了,支持一下!
chenhao335
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初级工程师
  • 2016-5-26 11:34:14
 
图文并茂,通俗易懂,经典!
LMQ4409
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本网技师
  • 2016-5-27 09:45:04
 
图文并茂,通俗易懂,经典!
haitong121189
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初级工程师
  • 2016-5-27 13:34:10
 
很不错的帖子哦
penzel
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本网技师
  • 2016-5-27 17:02:27
 
有点小小的感动,一个老外给我们将电源的原理讲得如此的深入透彻,也感谢世纪电源网,谢谢!
yangping1220
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本网技师
  • 2016-5-30 12:23:13
 
不错哦。学习了。
x_jwen
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本网技工
  • 2016-5-30 14:44:08
 
这个课程不错,希望可以尽快见到培训手册.我们现在电源问题比较多,对手机快充电路的分析,寄生参数的学习有待提升.
世纪电源网-小王
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超级版主
  • 2016-6-7 16:02:32
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感谢您的建议。
小柯
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高级工程师
  • 2016-5-30 15:39:59
 
感谢版主的整理
suh520
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助理工程师
  • 2016-5-30 15:54:38
 
这个帖子的确不错,如果能整理成册更加方便阅读
black_cheung
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副总工程师
  • 2016-5-31 16:21:49
 
能否整理成一个PDF文档?谢谢
eric.wentx
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  • 2016-6-1 11:19:50
 
你可以整理成PDF
qq335702318
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  • 2016-6-1 10:26:01
 
太有水平了    感谢世纪电源网提供这么好的平台!!
wusenlin
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高级工程师
  • 2016-6-10 19:10:17
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          精彩的演讲文档不然不可以错过,,,感谢世纪电源网对资料做详细的解说,,,
DYWEN
  • DYWEN
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高级工程师
  • 2016-6-12 15:58:25
  • 倒数8
 
好东西
世纪电源网-小王
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超级版主
  • 2016-6-28 11:59:04
  • 倒数5
 
感谢文版主的详细总结和翻译
makuian
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本网技师
  • 2016-6-23 20:33:58
  • 倒数6
 
好好学习一下。
航母之风
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本网技工
  • 2016-7-19 11:03:25
  • 倒数4
 
不错,好!  
jackxiang
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助理工程师
最新回复
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