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PSFB若干议题研究

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ailuer_shijidianyuan
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LV8
副总工程师
  • 2017-3-22 20:42:19
做移相全桥的已经有了两年多,大功率低频开关和高功率密度的高频开关都已经做过一遍,峰值电流模式和电压模式补偿也都过了一遍,现在准备离开目前的单位去南方发展, 去新单位之前总结一下这几年对移相全桥的理解,对它既恨又爱……。
总结了十六页word文档,一点一点的上传复制粘贴,里面的内容是我自己的总结与大家分享,头次发这种帖,里面高手众多,略感紧张,内容有错误之处和不足之处烦请各路高手不吝指教。
提纲:
一:死区时间
二:偏磁
三:滞后臂软开关
四:效率优化
五:环路
六:谈谈PSFB与全桥LLC的比较
ailuer_shijidianyuan
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LV8
副总工程师
  • 2017-3-22 20:49:47
 
一.死区时间
误区1:死区时间的设置要大于mos管的下降延迟时间td(off)加下降时间tf加二极管的反向恢复时间trr。
从理论上讲,死区时间不能一概而论,超前臂与滞后臂的工作不同,有着不同的设置:
超前臂死区时间大于td(off)+tf即可,无需增加trr时间,上管关断的时候,原边电流由于等效恒流源给上管输出电容充电,给下管输出电容放电,下管电容放电至零时对应的体二极管导通,此时开通的时下管,并不是上管,不存在体二极管反向恢复时间内开通上管而导致直通的问题。
对于滞后臂,死区时间有两方面因素,选最大的那一个。第一因素:为了让滞后臂实现软开关,设置的死区时间正好应为四分之个谐振周期(谐振电感或者谐振电感与漏感和mos管输出电容的谐振周期);第二因素:为可靠工作,死区时间需大于td(off)+tf。也就是说,如果四分之一个谐振周期的时间大于td(off)+tf时间,那么死区时间选择四分之一个谐振周期,相反,选择后者。
当然,对于四分之一个谐振周期的时间小于td(off)+tf时间,死区时间选择td(off)+tf,滞后臂就硬开通了,在低开关频率应用下例如25K,对效率的影响不是特别大,高开关频率应用下就很大,可以综合的增加谐振电感的电感量和选择输出电容较大的MOS管,如果在滞后臂MOS管外部独立并联电容来增加谐振周期,低压大电流输入应用下情况下反而轻载损耗更大,电容发热非常严重。
误区2:假设滞后臂的死区时间大于四分之一个谐振后期,那么在死区时间内,滞后臂会发生多次有阻尼的震荡。
1.先简要分析一下滞后臂正常实现ZVS的工作过程:
图片1.png
图片3.jpg
t2时刻,关断Qa,原边电流ip由CACB两条路径提供,也就是说,原边电流抽走CB上的电荷,同时又给Ca充电。此时V_AB=-VCA(t-t2)(VCAQa输出电容CA两端电压),也就是说,变压器原边绕组的极性由零变负,则D2导通,此时并无法提供负载能量,所以D1仍然是导通的继续续流。由于D1、D2导通,将变压器副边绕组短路,那么原边绕组也同样短路,V_AB直接加在谐振电感上,即t2时间开始,谐振电感LRCACB在谐振工作。
1.jpg
通过求解方程,得:
QQ截图20170322204608.jpg
对于第二个条件,随着负载的加重,即I2持续的增大,滞后臂的死区时间可以根据UCC2895的自适应死区调整来减小死区时间,因为随着负载加重,I2增大,给电容充放电时间加快,其漏极电压下降至零的时间更短,如果没有减小死区时间,反而更多的电流会流过体二极管导致损耗增加,尤其在高频PSFB中,这点显得尤为重要。
如下图所示,谷底为四分之一个谐振周期处,随着负载加重,图中阴影部分增大,死区时间需要往左移动,最佳开启时间为图中所指的与横轴交叉的点。
图片4.jpg
现在回到之前的误区2,假设线路没有阻抗,为保证可靠性死区时间大于四分之一个谐振周期,由之前求的公式:
QQ截图20170322204854.jpg
Qa关断后到Qb开开启的死区时间内,Qb的漏极电压波形一直为纯正弦波波形,直到Qb开启,考虑线路电阻,则为有阻尼的正弦波衰减震荡波形。
但实际上并不是,当谐振至二分之一个谐振周期时,由上面的公式可以看到,此时CB两端电压为Vin,当谐振超过第一个二分之一个谐振周期时,由上面的公式可以看到,此时CB两端电压应大于Vin,但是此时由于体二极管DA的存在,将CB两端的电压钳位至Vin,破坏了谐振,所以,Qb漏极波形应为下图那样。
图片5.jpg
何仙公
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版主
  • 2017-3-23 11:22:34
 
调节死区有哪些手段?你能刷点书上没有的吗?
ailuer_shijidianyuan
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副总工程师
  • 2017-3-23 11:50:51
 
好吧,我读书少
调节死区有哪些手段?我没太明白,我总结的是死区时间大小的取值,是通过MOS管参数和谐振电感来计算的。还是我没理解您的意思?有些方面我研究的不是很深
hong_t
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高级工程师
  • 2018-2-6 18:20:45
 
请教一下,采用infineon的COOL MOS, td(off)=40ns, tf=6.2ns, 死区时间可以采用不到50ns?  我看其他产品或DEMO板基本不少于300ns, 差别在哪?
ailuer_shijidianyuan
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LV8
副总工程师
  • 2018-2-7 16:35:18
 
我前面也提到过,还跟滞后臂的谐振周期有关,死区由两个方面决定:谐振周期和管子物理延迟特性
hong_t
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高级工程师
  • 2018-2-7 16:45:00
 
我是说假如0.25*Tr也不超过这个数值? 可以按理论上的确定得那么小吗?
不知道会不会因为具体的PCB布线,全桥变压器、MOSFET的驱动等因素影响更大
全桥一般采用变压器驱动,你在实际工作中的经验:驱动变压器对MOS的驱动波形等会影响死区时间吗?
ailuer_shijidianyuan
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LV8
副总工程师
  • 2018-3-15 11:51:22
 
可以,我做高功率密度的PSFB,开关频率260KHz,死区100ns到150ns,但是变压器驱动做不了那么高频率,我用自举驱动芯片驱动的,实际上用变压器做驱动,实验超过150K,上升沿下降沿比较大,死区不明显,变压器驱动做100K以内我觉得比较好
ailuer_shijidianyuan
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LV8
副总工程师
  • 2017-3-22 20:55:16
 
二.偏磁
1.偏磁的起因和危害
变压器的磁芯偏磁归根接地是变压器正负反方向的伏秒积不平衡造成的,造成伏秒不平衡主要两大类,一类是功率管导通压降不同造成的电压不等,第二类是由于驱动传输时间不同,开关速度差异造成的时间不等。
PSFB中,变压器原边受到的是正负交变的输入方波电压,电压值为输入Vin,根据电磁感应定律,有:
QQ截图20170322205246.jpg
QQ截图20170322205313.jpg
第二类偏磁:
QQ截图20170322205408.jpg
QQ截图20170322205432.jpg
从两类偏磁的波形图上可以看出,变压器的磁通密度B值会持续增大,变压器将在数个周期后达到饱和,将会造成输入MOS管电流击穿等等其他损坏。
2.偏磁的抑制
PSFB中,输入高压或者输入电流不大的情况,变压器原边串联电容或者使用峰值电流模式控制都可防止偏磁;输入低压大电流的,无法串联电容,使用峰值电流模式控制即可防止偏磁。
变压器原边串联电容,电容两端形成反向电动势,调整变压器伏秒平衡。
峰值电流模式通过逐个检测每组对角线导通时的电流脉冲,控制电路控制每组对角线交替导通是的电流脉冲的幅值相等,使得磁芯工作点保持在B/H回线的中心点附近。

木木很-shy
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副总工程师
  • 2017-3-25 07:49:32
 
学习了~
ailuer_shijidianyuan
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LV8
副总工程师
  • 2017-3-25 10:55:50
 
谢谢支持,共同交流学习
ailuer_shijidianyuan
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LV8
副总工程师
  • 2017-6-1 09:39:31
 
3.有人说在低压大电流的全桥输入时,在副边做串联谐振,由于副边有电容,也可以防止偏磁。副边是被动,是由原边控制的,原边假设某一对角的压降较大时,变压器原边就会偏磁,以串联谐振为例做下仿真,励磁电流一直线性增大,电流串联在原边就没问题了,目前我还不能从数学上证明VG1模拟的是全桥给变压器正负方波,只不过正给51V,负的给-49V,模拟某对角线的管子压降大于另外对角线的对管,唯一不同的就是,这个VG1没有模拟全桥的死区那个零电平平台
当然市面上以及商业上大多数在低压大电流输入的情况下,很少有偏磁的情况发生,我感觉主要归根于线路的阻抗和MOS管的正温度系数使得变压器在某一B值下平衡了,但不是相对于原点平衡

下面看一组仿真:
(1)原理图
1.jpg
(2)VG1设置图,正负方波,模拟全桥,给一个直流偏执1V,模拟某对角线的管子压降大于另外对角线的对管
2.jpg
(3)仿真图
3.jpg
4.jpg
(4)当增加线路阻抗时,就能在某一B值下平衡,但不是原点平衡了
5.jpg
6.jpg

风中的沉默
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初级工程师
  • 2018-4-14 10:36:13
 
楼主,你好。感谢你的分享。关于移相全桥峰值电流控制我有一个问题想要请教:在峰值电流控制时,原边电流采样采变压器电流和采bus上端电流有什么区别?为什么采变压器电流做峰值电流控制仍然不能保证变压器磁平衡而需要加隔直电容?
peanhuang
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LV3
助理工程师
  • 2018-8-31 17:44:43
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也很好奇这个问题,有没有人知道
hong_t
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高级工程师
  • 2018-8-31 22:58:07
  • 倒数3
 
电流不一定都是隔直的,电容电压可以帮助次级二极管更快关断!
ailuer_shijidianyuan
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LV8
副总工程师
  • 2017-3-22 20:56:16
 
三.滞后臂软开关
滞后臂软开关的实现最常用的有两种:ZVS和ZCS。
ZVS是滞后臂零电压开通,变压器的原边没有串联电容,依靠谐振电感的能量抽干MOS管输出电容的电荷,但是存在轻载不容易实现滞后臂ZVS的情况,增加辅助电路可以加强轻载实现ZVS,但是会增加额外的器件,增加复杂度,是否需要辅助电路,需要综合考虑。
ZCS是滞后臂零电流关断,在变压器原边串联电容,超前臂实现ZVS,滞后臂实现ZCS,利用的是电容的反向电动势,让原边电流在滞后臂关断之前降为零。

bake_ql
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高级工程师
  • 2017-3-23 09:01:05
 
赞楼主高见;请教问题,滞后臂因原边串联电容就可实现ZCS?这点不是很理解?


我的理解是;MOSFET比较适合ZVS,如果是IGBT关断后拖尾电流比较严重,ZCS更合算,不是楼主是不是这个意思?
ailuer_shijidianyuan
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副总工程师
  • 2017-3-23 10:30:18
 
谢谢支持

这一点我倒是没有详细说,因为ZCS部分相关的文献或者论文还是蛮多,要说清楚,得讲整个12个工作周期,内容太多,我就简单说一下:当谐振电感很小的时候,滞后臂实现零电压开启是比较困难的,有可能整个负载范围都无法实现ZVS,但是我又不想增加谐振电感,因为要增加额外的磁性元器件,在高压输入时,变压器原边串联了电容,之前没有电容时滞后臂关断时电流不为零,开始谐振减小直到对角线完全开通,然后过零,有了电容之后,超前臂关断时电容两端已形成反向电动势,会让原边电流比之前更快下降至零,此时滞后臂管子关断,相当于滞后臂实现零电流关断。

MOS管实现零电压开启相比实现零电流关断更加适合,但是它如果难以实现ZVS,那我为何不让它实现ZCS呢?反正原边会串联电容,总比硬开关好点,当然对于低压大电流输入的,没法串联电容,就没办法了,靠增加谐振电感,只要效率接受,发热接受范围内,ZVS在重载实现就可以了。

bake_ql
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高级工程师
  • 2017-3-23 22:08:07
 
感谢楼主的见解:
       1.加入隔直电容后也就是使得原边电流换流时候速度更快一些,从而实现ZCS或者说是准ZCS,因此实际滞后臂管子关断实际上会是在过零点附近了,那么通常来说是否是过零点之前开通好一点呢,与部分ZVS的情况类似,还是有其他的?我觉得此时的话就可以考虑选择IGBT了,如果频率不高的话;
       2.低压大电流情况,我觉得这时候可以考虑两级结构,前级Boost将电压升压到一定范围后在加PSFB,这样的话两级结构也许元件数量多一些,但总体cost未见得贵,而好处是在于两级都可以做的比较优化!个人拙见,见笑!
ailuer_shijidianyuan
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LV8
副总工程师
  • 2017-3-23 22:21:05
 
你太客气了,我也不是经验很丰富,共同学习交流

1.目前用到过的就有ZVS,和ZVS/ZCS这两种,其他文献上面有提到过零电流转换ZCT,从副边来实现,也是零电流关断,零电流开通的我还没注意过。目前我没接触过IGBT,不好说,IGBT不是适合更高压输入的么?

2.你说的很对,我们也是这么做,但boost毕竟升压有限,比如24V输入,升到50V,对于功率大的,后级PSFB也是属于低压大电流输入的,我老是把交流的称为高压,低于的都叫低压
ailuer_shijidianyuan
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副总工程师
  • 2017-3-22 20:56:54
 
四.效率优化
效率优化是设计的难点,需要综合来考虑,下面罗列几种提升效率比较常用的方法:
1.轻载burst模式
PSFB在轻载的时候,占空比太小,谐振电感无法存储足够的能量(主要来自变压器励磁电流)来抽干MOS管的输出电容的电荷,无法实现ZVS,损耗会比较大,尤其是高频的PSFB更为明显,需要具有burst模式的UCC28950芯片来设计,但要注意burst模式会让输出纹波变大,选择足够的输出电容容量。
2.自适应死区时间
随着负载的加重,原边电流增大,谐振电感的能量也随着增大,抽干MOS管输出电容的电荷所用的时间越来越短,会导致死区时间内环流流过MOS管体二极管的时间增长和电流增大,导致更多的体二极管损耗,在高频的PSFB更为明显,需要死区时间根据采样原边峰值电流来减小死区时间,及时开通MOS管,让流过MOS管体二极管电流大小和时间变短,减小其损耗。
3.选择大一点的谐振电感的电感量
大一点的谐振电感的电感量其电感能量更大,更有能力抽干MOS管输出电容的电荷,但谐振电感的选择要看具体的情况综合分析,电感量大其体积也会增大,而且它与MOS管的输出电容和死区时间有着直接的约束关系,谐振电感的损耗也需要考虑。
4.MOS管选型
PSFB对MOS管的要求相比来说比较苛刻一点,MOS管的替换也不是很方便,MOS管的输出电容、谐振电感与死区时间三者有着直接的约束关系,前面第一部分死区有介绍。
5.滞后臂ZCS
在高压输入应用或者输入电流不大的应用下,变压器原边串联电容,可让超前臂实现ZVS,滞后臂实现ZCS,但是在低压大功率场合,就无法使用了。
6.变压器优化
实际设计中发现,变压器的发热比较严重,电感在不饱和的情况下发热比较可观,变压器为双向励磁,磁通密度变化量根据磁芯损耗比Pc<100mW/cm^3来取值,磁芯损耗比是依据正弦波激励下测量的,包括变压器的磁滞损耗、涡流损耗以及剩余损耗,实际上方波拥有丰富的高次谐波,损耗更大,可以使用傅里叶变换求前面3~5个高次谐波的损耗之和来估算。高频中需要注意集肤效应,大电流的绕组并联需要注意涡流损耗。小一点的励磁电感容易增加谐振电感的能量,更容易实现ZVS,但在电流模式控制中会增大电流模式环路补偿的误差,让其更加接近电压模式控制。

ailuer_shijidianyuan
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LV8
副总工程师
  • 2017-3-22 21:07:21
 
五.环路
1.峰值电流模式控制
(1).传递函数
1.jpg
N为变压器原副边匝比,CTRAT为电流互感器变比(例如100:1),COUT为输出电容,RLOAD为输出负载,RESR为输出电容等效串联寄生电阻,RCS互感器输出到芯片电流基准脚等效采样电阻。
(2).补偿要点
传递函数可以看出存在一个由输出负载和输出电容形成的极点,一个由输出电容和其ESR形成的零点。
补偿要点:满载下补偿,带宽小于等于1/20倍的开关频率。使用二型补偿器,二型补偿器拥有一个零点和一个极点,正好补偿器的零点补偿输出负载和输出电容形成的极点,补偿器的极点补偿输出电容和其ESR形成的零点。
(3).bode图
bode增益图为:
2.jpg
曲线A为主功率Gs的bode增益曲线,曲线B为补偿器的增益曲线,曲线C为补偿后的增益曲线,F_RL为输出负载和输出电容形成的极点的位置,F_ESR为输出电容和其ESR形成的零点的位置。
图中的补偿相位余量为90度,过大,实际中可将补偿器的F_ESR点的位置落在穿越频率的3-6倍频之间,相位余量既不会过大也不会过小,60度左右。
(4).两种常用补偿器的使用以及传递函数推导
①第一种
3.jpg
图中的补偿分为三级,第一级为误差放大器U3补偿,第二级光耦为U2补偿,第三级为控制芯片U1内部误差放大器补偿。
误差放大器U3的输出到电源的输出的传递函数:
4.jpg
5.jpg
补偿器中含有一个零极点、一个极点和一个零点,完整的二型补偿器,此补偿器的使用原则:R6<1/5*R7,流过R9的电流大于5倍流过R3的电流,U3可以使用运放或者TL431。
当使用运放的时候,输出电压小于等于运放芯片的供电电压时,可让R9=R10=0,反之超过的时候,R9与R10的分压不能超过运放芯片的供电电压。
当使用TL431的时候,输出电压小于等于36V时,可让R9=R10=0,反之超过的时候,R9与R10的分压不能超过36V,R5的取值至少流过1mA为431提供最小工作电流。
②第二种
6.jpg
图中的补偿分为三级,第一级为误差放大器U3补偿,第二级光耦为U2补偿,第三级为控制芯片U1内部误差放大器补偿。与补偿器①不同的地方就是流过R3的电流在这幅电路图里面来自外部独立的VCC电源,并且增加了电容C3,补偿器①中没有C3,因为在补偿器补偿器①中增加C3会导致理论方面的传递函数难以推导,在实际传递函数推导中分子难以化简成简单的几个零点,导致补偿器复杂化,进而不利于后续理论指导实践的具体环路分析。
7.jpg
补偿器中含有一个零极点、两个极点和一个零点,相对于完整的二型补偿器多一个极点,多出来的一个极点一般放在10倍穿越频率至开关频率之间,可对开关频率处及高频的噪声进行很大的衰减,增益在高频处有很大的滚降,提高系统的抗干扰性,此补偿器的使用原则:R6<1/5*R7,U3可以使用运放或者TL431。
当使用TL431的时候,R5的取值至少流过1mA为431提供最小工作电流。
(5).在轻载的时候,环路的变化趋势
峰值电流模型的控制到输出的传递函数中由于输出电容和其ESR形成的零点的位置在截至频率Fc外,所以求截至频率Fc时无需考虑输出电容和其ESR形成的零点,那么:
8.jpg
可以看出,截至频率Fc与负载的大小无关,那么轻载的时候,其开环bode图的截至频率Fc不变,只是直流增益部分变大而已,那么补偿后的bode图如下图所示:
9.jpg
图中可以看出,只是低频的直流增益变大而已,其他与重载一致。但在实际当中,在轻载时由于有斜率补偿,使得控制模式转向电压模式。
(6).当输出电容增大时,环路变化趋势
当输出电容增大时,其输出负载和输出电容形成的极点的位置F_RL将向左偏移,环路的带宽将减小,。如下图bode图显示:
10.jpg
图中可以看出,在低频时由于-2曲线的出现相位余量会减小,带宽降低,实际设计时需要注意补偿后曲线C的X点位置,X之前的曲线为-2曲线,相位会偏向-180度,如果X点在穿越频率的十分之一以内,则相位余量会减小,反之,它不会影响到穿越频率处的相位余量。
ailuer_shijidianyuan
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LV8
副总工程师
  • 2017-3-22 21:15:21
 
2.电压模式控制
(1).传递函数
电压模式控制下,其控制到输出的传递函数为:
11.jpg
其中,Vin为输入电压,N为变压器原副边匝比,LOUT为输出电感,COUT为输出电容,RLOAD为输出负载,VCbp为串联阻断电容的峰值电压(当无串联阻断电容时VCbp=0),Lk为谐振电感,fs为原边开关管频率,RESR为输出电容等效串联寄生电阻,VRAMP为三角波峰值。
(2).补偿要点
传递函数跟传统的BUCK控制到输出的传递函数类似,BUCK控制到输出的bode图中有一对共轭复极点,两个极点在同一个位置,但移相全桥由于占空比丢失的现象造成其传递函数跟BUCK有一定的区别,它任然存在两个极点,只不过这两个极点没有在同一个位置,是分开的,令传递函数的分母等于零,求出S,再令S=jx2πf则可求出两个极点的位置。传递函数还可以看出存在一个由输出电容和其ESR形成的零点。
补偿要点:满载标称下补偿,带宽小于等于1/10倍的开关频率。使用三型补偿器,三型补偿器拥有两个零点和两个极点,正好补偿器的两个零点补偿传递函数中的两个极点,一个极点补偿输出电容和其ESR形成的零点,剩下的一个极点一般放在在穿越频率的3-6倍频之间,相位余量既不会过大也不会过小,60度左右。并且可对开关频率处及高频的噪声进行很大的衰减,提高系统的抗干扰性。补偿的时候需要注意最好将带宽设置在主功率开环传递函数极点的位置的十倍频以上。
(3).bode图
bode增益图为:
12.jpg
曲线A为主功率Gs的bode增益曲线,曲线B为补偿器的增益曲线,曲线C为补偿后的增益曲线,F_1和F_2为两个极点的位置,F_ESR为输出电容和其ESR形成的零点的位置。
(4).常用补偿器的使用以及传递函数推导
13.jpg
为何电压模式控制时补偿器只有这一种而不像峰值电流模式那样还有一个补偿器的R3位置输入源有Vo而不是只有独立源Vcc?理由同样跟传递函数的推导有关,如果R3位置的输入源为Vo,在实际传递函数推导中分子难以化简成简单的几个零点,导致补偿器复杂化,不利于后续理论指导实践的具体环路分析。
图中的补偿分为三级,第一级为误差放大器U3补偿,第二级光耦为U2补偿,第三级为控制芯片U1内部误差放大器补偿。
14.jpg
此补偿器除前面补偿要点里面提到的三型补偿器所拥有的零极点外还多一个极点,多出来的一个极点一般放在10倍穿越频率至开关频率之间,可对开关频率处及高频的噪声进行很大的衰减,增益在高频处有很大的滚降,提高系统的抗干扰性,或者去掉亦可。此补偿器的使用原则:R6<1/5*R7,U3可以使用运放或者TL431。
当使用TL431的时候,R5的取值至少流过1mA为431提供最小工作电流。
(5).在轻载的时候,环路的变化趋势
电压模式控制下,轻载或者空载的时候,由于RLOAD很大,导致品质因数Q很大,相位会发生很大的突变,导致相位余量减少甚至导致系统震荡,补偿的时候需要注意最好将带宽设置在主功率开环传递函数极点的位置的十倍频以上。
(6).当输出电容增大时,环路的变化趋势
15.jpg
图中可以看出,在低频时由于-2曲线的出现相位余量会减小,带宽降低,实际设计时需要注意补偿后曲线C的X点位置,X之前的曲线为-2曲线,相位会偏向-180度,如果X点在穿越频率的十分之一以内,则相位余量会减小,反之,它不会影响到穿越频率处的相位余量。
3.相关议题研究
(1)带宽的选择
前面说峰值电流模式带宽选择小于等于1/20倍开关频率,电压模式选择小于等于1/10倍开关频率,这是根据采样定律以及电路小信号模型得以简化而方便使用常规补偿器可以理论补偿而所做的规定的上限,具体下限值到什么位置,跟环路的动态峰峰值、输出电容等有关。
输出有大型电解储能电容时,带宽就需要低一些,电解的电容量很大,足以保证动态峰峰值在规定范围内。从能量角度分析,输出负载的瞬态能量来源由电源的输出和输出储能电容两部分提供,带宽如果低时即环路响应速度较慢,那么功率半导体器件电感等分担的瞬时能量就少一些,输出储能电容分担就多一些,从而减轻功率半导体器件的瞬时应力,但如果太低的带宽会造成低频增益不足,影响输出电压精度。
一般高频开关高功率密度应用下,输出为高频陶瓷电容,容量小,带宽可选择高一些,基本上下限取1/50以上;一般低频开关大功率应用下,输出多为电解电容,容量较大,带宽可选择低一些,基本上取1/100到1/50,也不是完全所规定,灵活选择。
(2).相位余量与带宽的简单判断
前面所讲的,是基于理论补偿,如果测量准确,计算准确,计算后的结果动态测试,基本上可以达到设计要求或者与设计要求相差不大,如果相差比较大,则需要根据动态波形进行微调整,调整的幅度都不会很大。
相位余量的大小可从动态波形的恢复形状简单判断,如果非常圆滑的恢复,说明相位余量很足,至少大于65度以上,补偿的时候,尽量恢复时上翘一点再恢复时较好的也就是说隐约出现一个振铃,一般会在50度左右。再前面的分析当中可以看出当输出增大电容时,只要带宽没在X点的十倍频内,相位余量是增加的,更加稳定。
带宽与动态响应的关系可由TI的一篇文档中得到,前提是穿越频率的位置处于输出电容的容性区域,也就是处于主功率系统极点和ESR零点之间:
16.jpg

赵日天
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副总工程师
  • 2017-3-23 08:12:27
 
大神啊,21就是卧虎藏龙
ailuer_shijidianyuan
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LV8
副总工程师
  • 2017-3-23 10:08:08
 
大神不敢当,以前我是自己总结word文档,发给一些同事共同交流,最近受一网友“启发”,把移相全桥部分发到帖子上,与大家共同交流学习
MPH2015默
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本网技师
  • 2017-3-24 17:19:50
 
请问,3000W的移相全桥电路能加隔直电容吗?
ailuer_shijidianyuan
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LV8
副总工程师
  • 2017-3-24 20:36:47
 
具体看你的输入参数了,如果是高压输入的话,电容应该比较好找,如果是低压输入的话,电流太大,电容可能不太好找,低压最好不用电容用峰值电流模式控制
ailuer_shijidianyuan
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副总工程师
  • 2017-5-12 09:43:13
 
补充:
还有另外一种接法,在本子上推导的
1.jpg 2.jpg
jiekou514
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高级工程师
  • 2017-5-12 11:00:36
 

老师,您好。我想请教下,在实际应用中,如反激拓扑,次级反馈电路,光耦供电和431分压采样,这两个可以接在一起吗?我现在的做法是,次级电路都有加π型滤波,光耦供电接在输出整流管之后第一个电容那里,431分压采样接在π型滤波之后的电容那一点。不知我这样的接法有问题不?

ailuer_shijidianyuan
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副总工程师
  • 2017-5-12 11:08:23
 
有个前提:反激拓扑本身输出是不需要增加额外的电感滤波,只不过实际上输出会增加个小电感来滤高频部分,要想额外增加的电感不影响环路,那么增加的LC引起的共轭复极点高于穿越频率的十倍频以上,此时你的接法在环路理论分析上不会有多大的问题
木木很-shy
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  • 2017-5-21 08:56:03
 
高工,您好,小弟用的反馈这块电路就是您图上画的这个,关于TL431那的R3和C1,在实际电路调试过程中,将C1电容加大,R3电阻减小,电源往往更容易稳定,由于做的是电池充电器,对于动态性能要求不是太高,希望电源稳定域度要高。小弟的觉得是不是这个电容会增加稳定余量,降低动态性能呢?,R3电阻又影响什么呢?能不能从环路角度给分析一下,是不是从bode图上能看出差异性,问题比较基础,您给回复一下,谢谢
ailuer_shijidianyuan
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LV8
副总工程师
  • 2017-5-23 09:12:02
 
增大C1减小R3,减小了环路带宽,带宽很低,系统更容易稳定
R3增大,从传递函数上直流增益也会增大,增大它可以增大环路的带宽
环路bode图既可以反映带宽又可以反映相位余量,从bode图就可以直观看出来,带宽是直接反映环路动态响应快慢的参量,带宽越大环路响应速度越快,反之亦然。相位余量是直接反映稳定性的参量,相位余量越大越稳定,直观在动态波形上可以看出来。
带宽与相位余量看似独立但相互依存,在实际设计上,带宽越小,相位余量可以设计的更大,带宽越大呢,想让相位余量更大点可能有些困难,因为带宽越大意味着距离开关频率越近,开关频率会影响相位。你的现象呢应该是属于带宽变小,相位余量增大,环路更加稳定,当然,带宽变小,可以人为在穿越频率处增加极点的方式减小相位余量

木木很-shy
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副总工程师
  • 2017-5-23 20:42:19
 
谢谢您的回复,关于环路这块得加强学习了,慢慢体会
木木很-shy
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副总工程师
  • 2017-5-21 08:08:43
 
高工,您好,小弟用的反馈这块电路就是您图上画的这个,关于TL431那的R3和C1,在实际电路调试过程中,将C1电容加大,R3电阻减小,电源往往更容易稳定,由于做的是电池充电器,对于动态性能要求不是太高,希望电源稳定域度要高。小弟的觉得是不是这个电容会增加稳定余量,降低动态性能呢?,R3电阻又影响什么呢?能不能从环路角度给分析一下,是不是从bode图上能看出差异性,问题比较基础,您给回复一下,谢谢






luck2013
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高级工程师
  • 2017-3-30 16:53:42
 
环路这部分 期待楼主多多讲解 ,。。。多来学习下谢谢
lclbf
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  • 2017-5-12 10:41:58
 
及时雨!
ailuer_shijidianyuan
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副总工程师
  • 2017-3-22 21:15:52
 
五.谈谈PSFB与FB-LLC的比较
1.输入输入范围方面
LLC难以在低压大电流输入和低压大电流输出时应用,但移相全桥可以;高压输入和相对较高电压输出的,LLC的综合性能相比PSFB优异一些。
低电压大电流输入情况下,LLC输入原边需要串联谐振电容,电容难以处理大电流,但移相全桥在峰值电流模式下无需串联电容;低电压大电流输出情况下,LLC的Q值很大并且LLC的纹波电流非常大,需要很大体积的电容,电容发热也会很大,移相全桥输出由电感可以降低纹波电流。
2.负载动态方面
LLC控制到输出的传递函数难以求出,其零极点的分布跟工作的区间和负载变化而变化,较难以补偿,大多数情况下在其直流增益下用积分补偿器或者二型补偿器的零极点-1线对其进行了补偿,将其系统的零极点甩在带宽以上,导致的后果就是带宽比较低,环路响应慢,大多数应用在对负载动态要求不高的领域,例如电池充电等等。PSFB无论是峰值电流模式和电压模式,系统的零极点分布较为固定,给提高带宽的补偿带来便利,使得更适合应用在对负载动态要求较高的领域,例如通信电源、电机电源等等。

elecfcy332212
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高级工程师
  • 2017-3-22 21:36:37
 
必须支持,谢谢李兄详分享经验!!!
ailuer_shijidianyuan
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  • 2017-3-22 21:45:42
 
谢谢支持,互相交流学习
世纪电源网-小王
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管理员
  • 2017-3-23 08:44:42
 
辛苦李兄经验分享,祝找到最适合的工作。大家有合适的工作也可以帮着一起推荐下,谢谢。
ailuer_shijidianyuan
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  • 2017-3-23 10:05:36
 
谢谢支持
chaos2008
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LV8
副总工程师
  • 2017-3-23 08:21:53
 
楼主,前两天刚看到一款用LLC做的12.2V120A输出的电源,请问这个算是您说的低压大电流应用么?此外能说一下为什么LLC不适合这样的场合?
ailuer_shijidianyuan
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LV8
副总工程师
  • 2017-3-23 10:05:03
 
我说的是移相全桥更适合这样的输出应用,不代表LLC不能做
从原理上讲,输出低压大电流,对于LLC来说,Q值很大,设计时全程应该工作在高于谐振点区域,相当于串联谐振,问题倒不是很大,只不过是这么大电流,纹波电流相对于移相全桥大很多,对输出电容的考验比较严峻一些
powerd
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高级工程师
  • 2017-3-23 08:33:26
 
大神,受教了!
ailuer_shijidianyuan
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  • 2017-3-23 10:01:10
 
大神不敢当,互相交流学习
发飙的蜗牛
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本网技师
  • 2017-3-22 21:36:17
 
图文并茂,总结的很详细啊!
ailuer_shijidianyuan
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副总工程师
  • 2017-3-22 21:46:27
 
互相交流学习
nc965
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版主
  • 2017-3-23 06:48:44
 
大赞
ailuer_shijidianyuan
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  • 2017-3-23 10:00:43
 
谢谢支持
FPGAARM
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  • 2017-3-23 15:38:58
 
大神!1、峰值电流模式和电压模式,是不是指UCC3895的电流环和电压环呢?

2、单独调试UCC3895时,给EAP加2.2V的电压,CS接地时,频率为80KHZ,CS加载2.5V直流电时,频率达到100KHZ.补偿用的三极管有的是3904.2N5551也一样,换8050就好一点,不过也差个6KHZ。为什么会这样,搜到三极管的结电容影响?
ailuer_shijidianyuan
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LV8
副总工程师
  • 2017-3-23 15:42:05
 
免大神
峰值电流模式:比较器的三角波来自电流峰值信号,有电流内环跟电压外环
电压模式:比较器的三角波来自时钟信号,只有电压环
FPGAARM
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LV3
助理工程师
  • 2017-3-23 15:54:42
 
大侠
1、那三极管补偿部分去掉就是电压模式了?
2、做UU3895测试时,发现没有cs,电流就不会发生相移,对吗?
3、单独调试UCC3895时,给EAP加2.2V的电压,CS接地时,频率为80KHZ,CS加载2.5V直流电时,频率达到100KHZ.补偿用的三极管有的是3904.2N5551也一样,换8050就好一点,不过也差个4KHZ。为什么会这样,搜到三极管的结电容影响?
tek00319.png tek00320.png
4、CS=2.5V时,1-4通道,代表Q1-Q4,假如出现以下这种情况,1通道和2通道开关时间才相差360ns,会不会出现桥臂直通的问题。
tek00322.png tek00321.png
ailuer_shijidianyuan
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副总工程师
  • 2017-3-23 16:38:18
 
对于UCC3895,RAMP接CT端为电压模式,接CS端为电流模式

你所说的,我猜测是电流模式,用三极管做斜率补偿,但是你实际上又没用到CS脚,也就是说给CS脚并没有原边峰值电流的信号,你而是给CS一个直流信号或者接地,那么RAMP也是间接的通过三极管接的CT端,也是电压模式,既然用电压模式,就直接把RAMP端连到CT端就可以了,无需外加三极管什么的。
你所说的三极管的更换影响到了你的频率,肯定会有影响,但是影响很小,三极管的基极来自CT端,三极管的基极肯定会走电流,相当于时钟信号给CT端电容充电的电流不完全流过定频电容,还有一小部分流过了三极管,不同型号的三极管在不同温度下其放大倍数有别,那么基极电流也就不尽相同,从而造成不同三极管对频率的影响也是不同,但同一三极管不同温度也有小的变化,频率的变化肯定会有,波动不大就行

你的是什么参数,可以看一眼你原理图嘛
FPGAARM
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LV3
助理工程师
  • 2017-3-23 16:58:15
 
我是按它模块搞的
UCC3895应用电路.pdf (163.47 KB, 下载次数: 146)
ailuer_shijidianyuan
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LV8
副总工程师
  • 2017-3-23 17:02:32
 
它这个是峰值电流模式,CS信号来自原边电流互感器
FPGAARM
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LV3
助理工程师
  • 2017-3-23 17:24:38
 
这种情况下会不会桥臂直通。我带的是40a600V的IGBT,硬开关的驱动电阻是33Ω,现在打算用软开关,看到“死区”时间才这么短怕余量不够,虽然这种模式下是没有功率输出,但是开关也是需要时间的。 162435es6662tt00d9624z.png.thumb.jpg


ailuer_shijidianyuan
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LV8
副总工程师
  • 2017-3-23 22:25:03
 
IGBT我没接触过,它有电流拖尾现象,具体死区时间取值多少得看你这个管子的参数吧。

我感觉330ns有些小啊,但只是感觉,我用MOS管才这个死区时间
FPGAARM
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LV3
助理工程师
  • 2017-3-24 09:39:15
 
,谢谢大神
FPGAARM
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LV3
助理工程师
  • 2017-5-5 21:27:35
 
大神,满载条件下超前比滞后臂温高15℃,半载下温差将近40℃,我用的是igbt,芯片是UCC3895,是什么问题造成这么高的温差呢?谢谢!
ailuer_shijidianyuan
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LV8
副总工程师
  • 2017-5-8 08:54:04
 
首先我没有用过IGBT
对于MOS管来说,超前臂的损坏肯定小于滞后臂,MOS管在零电压开通时损耗最小
但我目前了解到,对于IGBT,有电流拖尾现象,实现零电流关断的损耗要小于零电压开通的损耗,所以我猜测(不一定正确):
你原边串联的电容,这个电容在既能起到偏磁的作用,又能起到让滞后臂实现零电流关断的作用,在半载下,负载折算电流让电容两端产生的反向电动势不足以让滞后臂关断前让原边电流降到0,而在重载的时候,反向电动势增大,有足够的能力让滞后臂关断前让原边电流降到0,滞后臂损耗降低
FPGAARM
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LV3
助理工程师
  • 2017-5-19 17:28:34
 
大神:我的超前臂温度终于降下来了,这段时间在忙其他事,也没有头绪,,,,,,,造超前臂温度高的主要原因是桥臂上的缓冲电容工作后温度升高,(陶瓷电容)容量下降,VDS的电压上升太快造成。。。。。为什么我没发现呢,,,因为我做实验时加载的时间只有100MS,在这段时间内确认没有问题后才开始加长时间,而在这段时间内电容的发热量很小所以容量下降不多也就难发现问题。后来我用了CBB电容做测试,超前臂温度也就降下来了。(满载测试) 1.jpg 2.jpg 3.jpg 4.jpg
喊救命的超人
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LV1
本网技工
  • 2017-3-24 17:30:16
 
全桥的MOS管的选择有什么要求?
云淡天高
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本网技师
  • 2017-5-16 08:02:34
 
好帖必须顶起,虽然我离这方面还很遥远
ailuer_shijidianyuan
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LV8
副总工程师
  • 2017-5-24 13:01:39
 
基本上只要往稍微大一点功率走的话,移相全桥是绕不过去的,不会很遥远
司马仲达
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总工程师
  • 2017-5-26 10:33:38
 
结贴了啊?我终于来顶一下了
ailuer_shijidianyuan
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副总工程师
  • 2017-5-27 13:41:13
 
哈哈,谢谢
wszdxp2004
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LV8
副总工程师
  • 2017-7-5 19:47:38
 
好贴,
只是想问楼主:
高输入电压时,原边隔直电容咋选择容量材质呢?
谢谢!
ailuer_shijidianyuan
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LV8
副总工程师
  • 2017-7-7 08:47:17
 
我是按照最大电流计算,电容两端的电压占20%的输入电压算的容量材质的话没怎么研究过,肯定得选DF值小的,我就拿CBB电容并的
yuyan
  • yuyan
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LV8
副总工程师
  • 2017-7-26 15:51:02
 
问一下,移相全桥与硬开关半桥有哪些优势, 我们现在做了一款36V-72V DC输入,输出35V/800W,满载效率95以上
ailuer_shijidianyuan
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  • 2017-7-26 17:01:36
 
硬开关半桥?那区别挺大,一个是全桥结构,一个是半桥结构,变压器功率管选择都不一样,移相全桥属于软开关
止殇之战LEE
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高级工程师
  • 2018-7-30 00:43:26
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您好,想请教您一下,要是移相全桥二次侧采用同步整流,我用的UCC28950 那么应该如何设置同步整流管的死区时间,以及选择MOS管的时候满足什么条件就可以呢?
ailuer_shijidianyuan
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副总工程师
  • 2018-8-31 12:39:40
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死区时间的设定先最小即可,同步整流的死区跟前面全桥的死区是不一样的,为保证可靠性,A信号与F信号的死区时间设置最小就行,然后根据调试查看占空比的丢失情况,适当增大A与F之间的时间,同理增大B与E的时间
MOS管的选型跟前面全桥的MOS管选型差不多,不过耐压选择要大一些,先按照2倍耐压余量选型,看尖峰大小再决定。
止殇之战LEE
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谢谢你啦,当时设计60V25A的电源,输出用的150V的MOS,一带载同步整流管就三个脚全部击穿,后来看了一下MOS的DS波形,发现尖峰已经超过150V了,后面换了200VMOS就好了
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qq270453678
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mengyong
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cb1261017506
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cb1261017506
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