| LLC电路得益于ZVS的软开关可以将效率轻松做到96%,电路工作在谐振点附近fr,输出负载和输入电压调节非常灵活,同时由于电路工作在高频模式,变压器(电感)的尺寸比较小,整机的功率密度高于传统型电源,该拓扑这几年比较火爆,如果没有接触过LLC都不好意思讲自己是做电源的,下面就LLC电路与传统半桥电路做一个简单对比,以便知识,经验的贯通。
1. M VS D(不考虑谐振半桥)
LLC电路属于固定Duty (50%)调频电路(PFM调制),在设计中比较关注的是直流电压增益M,(M=Uo/Ui)存在一个最大值的限制,因此在设计中必须受此条件约束,下图就是M与f,Q的
关系曲线,可以看出Q值越大增益M就越小;反之Q值越大增益M就越小(电路一旦确定,Lr,Cr的参数也就确定,可以认为Q值与等效Rac成反比),因此Q与M成反比,Q与Rac成反比,可以近似认为M与Rac成正比。最大M发生在输入电压最小,输出负载最小(Rac最大)的时刻,该值不能超过上述曲线中最大值,在设计中还要预留一定的余量。
在半桥电路中,属于固定频率,调制占空比,也就说PWM调整模式。我们主要设计中我们关注的是最大Duty,半桥属于正激类电路开通时传递能量。在100%占空比时输出电压Uo=Ui/2n(n为半波整流时,副边中间抽头匝数;半桥的输入电压为全桥的一半,所以全桥电路为Uo=Ui/n),输出电压只与变压器的匝比n有关,但电路不太可能工作在100%的Duty,所以输出电压应该为Uo=Ui*D/2n(全桥电路为Uo=Ui*D/n)。由于正激类电路,特别是半桥可以将漏感钳位,总的占空比可以大于50%,一般来说单边D可以达到45%(预留5%的死区时间),所以总的D可以为90%。
2. LLC工作过程VS半桥工作过程
Mode1: 上桥Q1开通,谐振网络储能,同时变压器将谐振网络部分能量向副边释放。流过Q1的电流呈现正弦波(基波近似)经过波峰后电流下降,此期间由于变压器励磁电感被副边钳位为n*Vo,励磁电感上的电压线性上升,斜率为n*Vo/Lm,用于传递的电流为It=Iq1-Im,从最大值变为0,如图4第一个波形中Im与正弦波相交的时刻所示,
Mode2: 上桥Q1关断(Q1还有电流流过,此时为硬关断),变压器中没有电流流过,原副边相当于短路,负载有输出电容提供能量。漏感Lp和励磁电感Lm都电流给Q2的输出电容Co2放电电,Q1的输出电容Co1充电,Q2上的电压逐渐从Vin变为零,由于Lp和Lm上的电流很大,因此Q2电压变为0的时间非常短。
Mode3: Q2上电压为零,开通Q2(ZVS模式),此时储存在Lm,Lp,Cr中的能量通过变压器T向副边释放,过程类似于Mode1流过Q2的电流呈现正弦波经过负波峰后电流下降,直到Lm电流取代变压器T中传递电流为止。
Mode4: Q1,Q2关断,类似Mode2
在整个周期内对于副边,Mode2为四个二极管同时处于关断,关断前,流过二极管的电流已经为0,不存在关断损耗(ZCS模式),但存在反向恢复电流的损耗
半桥工作过程也有4个Mode(参照图2说明),相对简单。
Mode1: Q1开通,Vin/2向变压器原边Np储能,同时变压器原边Np向副边Ns释放能量。
Mode2: Q1开通到人为设定的D时,关断Q1,此时流过Q1的电流I为副边反射的电流Io/n和励磁电感电流Im之和,因此存在较大的关断损耗。开通的D越大,
Im也就越大,Q1关断时的电流也就越大。(从关断损耗角度上看,我们希望变压器绕组上电感量越大越好),励磁电流和漏感电流此时通过Q1的输出电容Co1形成通路释放能量,同时电压为下正上负,同时还有漏感叠加,所以下管Q2承受高压,因此该电流存在两个基本问题,如果该阶段励磁电流Im无法完全变为0,那经过几个周期后,变压器的磁性将工作于饱和状态,另外就是漏感引起的Q2的尖峰电压可能导致Q2损坏。
Mode3: Q2开通,储存在C2中的能量通过变压器Np向Ns释放,过程类似Mode1,磁性工作在第三相向。
Mode4: Q2关断。
3.LLC变压器设计 VS 半桥变压器设计
LLC变压器包含了励磁Lm,漏感Lp和变压器T部分,而且都是有机一体无法分开,因此从变压器最恶劣工作条件下(低压,满载)得出下面公式中边界参数。
(Vo+2Vd)*n:为副边反射回原边绕组上的电压(Vin/2)
n=Np/Ns=Vin/2(V0+2Vd)=Vinmax*Mmin/2(V0+2Vd)
fsmin: 变压器最恶劣工作条件下的最小工作频率
Np=(Vo+2Vd)*n/2fsmin*B*Ae
半桥变压器设计
Np=Vin*tonmax/2B*Ae
Ns=n*Np
Uo=Ui*D/2n
后面有时间再加上小信号函数的对比和控制方式对比。
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