 |  | | | | 确定做这个电源主要基于现在手有的一些材料,大概能够做一个这样的电源。500W CCM-PFC,CCM PFC也没做过,给自已一个零的突破。刚好手上有一颗NCP1654可以练练手
DC TO DC
主控还没选定,现手上有L6599、FAN7631、NCP1395+NCP5181?
都说6599较呆板,虽多有微词但市面用得最多?
FAN7631驱动能力大,功能也齐全,死区可调
NCP1395也是常规,需外加驱动
考虑...
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|  |  | | | | | NCP1654可以,我第一次也是用它做500WPFC,照着数据手册的应用图做出来的,PF可以达到0.98以上,效率0.97以上,不过我LLC部分用CM6901做的,它的轻载不是间歇的是调占空比的,纹波表现好一些,外部辅助源,输出24V
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| |  |  | | | | | | 没用过1654,PCB Layout上有没有特别的讲究。6901是虹冠的?目前后面用手上有的料,倾向于FAN7631
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| | |  |  | | | | | | | 它是平均电流模式,比一般别的控制方式更加抗干扰,当时也是随便布的,没怎么特意留意
是虹冠的
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| | | |  |  | | | | | | | | 虹冠的LLC好像在PC电源上用得多,CU6901兼LLC和同步整流驱动,大电流上用很有优势
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| | |  |  | | | | | | | NCP1654很老的一款IC了,2009年北京学习,先玩的L6561和NCP1654一个CRM一个CCM,用NCP1654做的350W的,PF以及效率都很高的,没记错的话,PF值0.98,效率97.7%。
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|  |  | | | | | 建议用6599
大家都比较熟悉,
关注楼主的帖子,上次解剖别家产品的llc写的不错
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|  |  | | | | | 相对来说1399驱动挺大,当然1395+5181适合更大功率的产品
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 |  | YTDFWANGWEI - 积分:102912
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| | | | | |  |  | | | | | | | | | | 数字的DSP控制,LLC不需要假负载,效率要高一点点
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| | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | DSP从成本上也会增加,从性价比来说要看效率提升的幅度,如果仅假负载这点损耗来算,各有优劣
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| | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | 那个是,看需求吧,我来总共两路LLC,还有一路反激,一路高压BUCK,所以选择DSP;
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| | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | 同问,为啥数字的不需要假负载?
我这边用NXP TEA1716做的,也没有用假负载啊
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| | | | | |  |  | | | | | | | | | | 应该用TI的TMS320F28335(TMS320F28035)做的,DSP。
不光LLC这部分用这个,三相三维也纳整流,也是它做的。
难点是SVPWM,这个不是一般人能玩的。
并且每年在充电桩行业,都会把这一帮人召集起来,来讨论如何改进这项技术,因为每年都有不良出现,不良率在1%。主要是大功率充电机,如15KW三相三无中线充电机。
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| | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | svpwm也没有什么难度,关键是电网适应性,充电桩模块外露,如果充电桩模块自冷的,故障率就少很多
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| | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | 三相三无中线,维也纳整流这部分,DSP国内很少有人玩的了,很复杂的,以前圈里朋友说华为能搞,后来才知道华为买的德国佬的专利,你可以弄个艾默生15KW的充电机看看,就明白了。
我所指的是SVPWM矢量控制算法,用DSP做的,芯片TI TMS320F28335(TMS320F28035)。
如果这位网友说没什么难度,那就不会每年把这批人召集到一起来解决这个问题了,2009年以前的那部分人搞的问题点很大,不良率很高;2009年后又一部分人搞的不良率才控制在1%以内,但是1%的不良率也比较高了。
听这位网友的口气,感觉很牛X的感觉,不知道是否玩过三相三无中线,15KW的充电机?(维也纳以及LLC这部分都是DSP,用TI TMS320F28335/TMS320F28035做的,我是搞模拟功率电子的,对DSP算法只是略懂一二,如果这位网友是专家,可以给我们讲讲,虚心听讲,真心感谢。
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| | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | 三相无中线,DSP肯定玩过,从系统角度讲,电源要具备电网适应性,不然都会存在潜在风险,坏整流器,模拟的无法做到这个,数字的控制算法,
可以做到电网适应性;
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| | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | 2014年底第一次听说充电桩,我和第一批做充电桩方案的专家交流过他们控制方案,就发现问题,肯定会整流器炸的厉害;
现在充电桩整流器算法方面,把控制参数减小,但是普遍存在一个问题,PFC电感选择过大,造成成本问题
还有车载充电机,不良率问题;其实很大部分也是因为电网适应性;
电网适应性,随电网变压器后带负载不同,负载类型,带载大小,可以看为变化的电网,强电网,弱电网,谐波变化的电网,这个都需要机器去
适应电网,如果适应能力不足,机器在某些时候突然炸机;也是正常的;
其他不敢说,整流器算法和电网关系方面,本人肯定是认识最深,本人做的整流器,和大家量产的机器,算法细节是不同的
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| | | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | | 不要把数字电源神秘化, 数字整流器这么成熟的东西,通信电源上用了多少。从上世纪90年代,爱立信就推出了第一代数字整流器,那个DSP 频率还不到30MHz, 一颗就搞定PFC和PSFB. 还有并联均流。
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| | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | 三相维也纳PFC可以采用两种方式发波,一种是常规发波,一种是矢量发波。
常规发波是不论交流电压是正半周还是负半周,始终都是正的三角波与电流环的输出做比较得到的PWM;
矢量发波是交流正电压时采用正的三角波与电流环输出比较,交流负电压时采用负的三角波与电流环做比较,得到SVPWM;
一般情况下,在负载比较轻的时候采用常规发波,在负载比较重的时候采用矢量发波。
控制策略需要说明的一点为:
为了保证正负母线电压的均衡,在有电流内环和电压外环的情况下引入了输出正负母线偏压的环路(偏压环),偏压环的经过环路调节后注入到电流内环的给定中,通过对占空比的控制来实现母线均压。
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| | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | 目前充电机都不用矢量算法,太占资源了。基本都是平均电流,用28027就能搞定。
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 |  | | | | 指标定的过低了,PF值未指明具体条件,最高效率应当可以超过94%。
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|  |  | | | | | 标称电压指标,即100/240V的指标。定位低一点,才有往上的空间
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| |  |  | | | | | | 我也感觉指标定的太低了,作为500W的LLC,输出电压是55V这个档了,怎么着也得定最小95%。
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| | |  |  | | | | | | | 95定位很高,必竞两级损耗下。PFC 2个点?LLC 3个点?做做看,越高越好
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| | | |  |  | | | | | | | | 不逼一下自己,怎么知道自己有多优秀?就像我一样,跑步三个月的时间,就报了半程马拉松,2小时20分很轻松跑完,貌似跑题了...........
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| | |  |  | | | | | | | PFC+LLC你做到95%了?这个就厉害了,论坛有个程工做到94%,1000W充电机,相当厉害了
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| | | |  |  | | | | | | | | PFC+CLLC 两级软开关+SIC效率可以达到98%
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| | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | TCM本身就是变频模式,这个拓扑的控制方法是科勒教授提出来的。
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| | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | 我研究的定频控制,可惜目前没机会做样机,要不秒杀TCM |
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 |  | | | | 初步确定:
主控NCP1654+FAN7631
PFC磁芯 铁硅铝OD47*23*18,60u,AL135
独立谐振电感RM10
主变PQ3535
接下来开始整理原理图
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|  |  | | | | | Pq3535可做1000瓦以上了。我觉得3230做500瓦足够。当然大点损耗小。我试了3230也能1000瓦,就是温度高一点。只是用ucc25600随便搭的,没pfc
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| | |  |  | | | | | | | 谢谢。
老梁头这方面研究很早,很早有见你一些帖中的观点,很深入。
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| |  |  | | | | | | 你的3220做的是输出多少V的? 变压器是不是可以烧水喝了!!!! |
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| |  |  | | | | | | 能发出来让大家学习学习吗?25600驱动变压器驱动的半桥?
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|  |  | | | | | 额,个人感觉,7631,抗干扰不行,vfb电压低,电流小。在者,里面好像出的pwm生成器,说是只用了q没有非q,出的pwm,有不对称现象(fb在干扰情况下),,,,
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| |  |  | | | | | | 不了解7631还有这种情况。目前手上只有L6599、FAN7631、NCP1395+NCP5181这种三IC,小东给点意见?
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| | |  |  | | | | | | | ic这个多大点事,找马云,搞的块,上午拍,下午到,哈哈哈--
6599,7631,这2个我都感觉抗干扰不怎么样,1395约等于1396,这个抗干扰强,但是1395外加驱动就感觉不适合这个功率了。
--
我觉得,就撸现在才出的ncp1399和tea19161吧,这2个抗干扰不知道怎么样,还么路过,但这2个不是所谓的电流模式,我相信,后期市场打开了,用的是越来越多,先下手为强
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| | | |  |  | | | | | | | | 说得有道理,既然撸了,不怕坑再大些,新出的东西很多未知因素,1399,不知到时能不能爬起来啊
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| | | |  |  | | | | | | | | 在研究1399,看文件说功能比传统的好,诸如,PFC开关、自调节死区、以及其推介的电流模式下保护和响应能力。不过有一点不了解,芯片的工作频率没有外设? |
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| | | |  |  | | | | | | | | NCP1399现在大概多少钱一颗啊?某宝上不敢买啊,而且感觉价格稍贵啊,有没有靠谱点的供应商或者可以申请几颗样品
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| | |  |  | | | | | | | ccm pfc,65k感觉稍微低了啊,100,150?
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| | | |  |  | | | | | | | | 从EMI的角度来说,65Khz是很好的选择,能量较大的二次谐波也不会出现在150KHz-30M的测量范围。
100,150的话,开关损耗大,EMI也不好过的。
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| | | | |  |  | | | | | | | | | 民标确实如此,军标就没法避免了,对军标来讲高一些频率好做一些。
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| | |  |  | | | | | | | 直接用SANKEN的LLC IC
可靠性强 SSC3S910
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| | | | |  |  | | | | | | | | | 直接高压启动,待机可满足
LLC死区自动时间调整
共振脱离检测
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| | | |  |  | | | | | | | | 看了下外围,元个也挺的。
之前已确定用NCP1399,这颗如介绍功能实现,不会比3S910差。
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| |  |  | | | | | | 楼主在撸完的基础上,能否发一款借小弟撸撸。由于工作原因根本无法接触LLC,惭愧啊
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| | | | |  |  | | | | | | | | | 物料基本确定,PCB走线有个别地方有误,到时自行更正下还是发文档你打样去?
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| |  |  | | | | | | CCM PFC我也没玩过,LLC这边理论也不是精通,只是略懂  还要向你学习
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| | |  |  | | | | | | | 也没做过CCM,所以没选太大功率,对其EMI情况和整流桥前后的参数还没底,要看调试情况。
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| | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | 我是这样理解的,电流连续,峰值电流比TM/CRM模式的要低很多,这点很重要
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| | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | CCM PFC的EMI未必比DCM的PFC好。
CCM PFC的二极管存在反向恢复电流的问题(这个DCM PFC是不存在的),这个会严重影响EMI的,就算使用SIC SBD还是不能完全消除的。
所以,习惯性的认知不一定是正确的哟。
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| | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | 谢谢提示,看来CCM和DCM的关键点不在一个地方,看来要深究下这颗二极管的规格了。
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| | | | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | | | 我做过500W的,PFC+LLC,数字的,LLC半桥,120K的谐振频率;效率94%;自冷,电力操作电源
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| | | | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | | | 还没有定,老梁头可建议下。
这两天了解1399,关于频率设定方面不清楚,所以还没下手。
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| | | | | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | | | | 他那个频率好像是根据负载自己跑的,然后各种保护也有,所以个人感觉设计上反而轻松些,,,,
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| | | | | | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | | | | | 也这样想过,好像以前的IR2520一样,会容性调节频率。在1399里没看到讲解这一点。
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| | | | | | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | | | | | 过多的靠IC自动调节也是个麻烦事,往往会在设计时牵一发动全身哦 |
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| | | | | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | | | | 如果把pfc输出电压做成可调,输入输出成比例的输入低,输出低,llc范围设计宽一点点,不知道能不能把低压时的效率提起来,比如0.95的pfc,0.97的llc,合起来低压92.。。。。 |
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| | | | | | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | | | | | 这样设计还是需要PFC在较窄的两个电压段上,会对效率有提升,不过可能也不大
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| | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | 100v 500w输出,输入算550w,电流5.5a,有效值峰值5.5*1.4=7.7a,mos还要*2倍,也就是15a左右了,考虑到高温减额,30a到40a了,在来考虑500w电感体积,3535?
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额,感觉成本上,ccm可能还便宜点,,,
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| | | | | |  |  | | | | | | | | | | 楼主这个原理图上的滤波电路挺好了,不过建议两个共模电感感量差大一点,比如一个10mH,一个1mH。还有MOV和泄放电阻应该放在输入口,不然浪涌很可能把电感打坏掉。
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 |  | | | | 正题,方案确定,NCP1654+NCP1399
从马云家弄来12PCS的1399,这种芯片应该不会有水货,主要是希望够用。
初步原理图已整理得差不多,晚些上传。
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 |  | | | | 开始设计阶段:
1,原理图
初步整合NCP1654和NCP1399
PFC供电从1399来,功能实现将可大幅降低待机功耗。
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|  |  | | | | | 原理图不错!
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个人建议:
1.大电解前面那个那个浪涌二极管要加吧
2.pfc那个cs电阻,换成互感器,理由3个
--
一个是检测电流信号可以做的更大,抗干扰更强
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还有个就是0.05欧,在100v的时候,差不多就是1.5w功耗了,即使用一个3w的2512合金电阻,温度应该也是轻易达到100度,效率也能小半个点
--
最后个就是,万一炸鸡了,如果cs断了,ic一般就死了,但是互感器,肯定是断不到的,ps(原来拿1653做的机子,出货出去炸鸡,就是因为这个电阻,导致ic修一坨很烦)
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| |  |  | | | | | | 小东建议不错
二极管确实要加PFC CS电阻,互感器建议不错。考虑是否可以用磁环来做?如:T9*5*3,10K,0.15线*52T,功率线从磁环穿过,这个成本会便宜很多。52T取样桥式整流后分压到Pin3.
谐振电容在Vbus和Gnd间各预留一颗二极管位,SMB?,MOS各并一颗1206电容位。
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| | |  |  | | | | | | | 给楼主个我很早做的150W APFC+LLC+SR的一个LED电源做参考。
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| | |  |  | | | | | | | 电流互感器,直接用成品的吧,淘宝,电流互感器,ee8.3,几毛钱一个,至于二极管个人觉得,撸4个ES5J,一个电容2个
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管子并电容这个可能到时真需要加上去,最后,预祝一次成功
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| | | |  |  | | | | | | | | 还是自已做,EE8.3,双槽,1T:150T,用R10K或R12K磁芯
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| | | | |  |  | | | | | | | | | 自己的1500w 用的20a  ,额,公司的机子,3000w,4颗10a的,也就只能抗几个周期,然后boom,,,,,,
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比如400v输入,半桥200v,出500w,有效值2.5a,峰值3.5a,峰值的系数在来个3倍,也就是10a的样子了,额,我就是那么选的
--
还得保证正常满载的时候,二极管不工作,这个和设计有关了,二极管工作就发热,意外情况下保护是么得问题的,正常发热,这个封装估计是抗不住的
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| |  |  | | | | | | 马云家12块左右,实际应该不超过5块。直接找个供应商报报就出来了?
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|  |  | | | | | 当+55V--SGND满载,-55V--SGND空载。+55V和SGND之间的电压是多少呢?
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| |  |  | | | | | | 预设计为功放电源,对称输出,带载也是同时负载的,所以恒压环取+55V与-55V两端。不会有单独带载情况。
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 |  | | | | 预设PFC参数:Fac 50Hz
VacLLl 85V
VacHL 265V
Vac,on 80V
Vout 400V
Vout LL 385V
Eff 98%
Pout max 520W
Rdson(SPA20N60C3) 0.19R,考虑功率大,可能会用到双管并联。
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| |  |  | | | | | | 楼主,NCP1399AA的启动电压是15.8V,所以你的线性稳压电路中的稳压管应该用18V的,同时为了提高效率,你为什么不在输出使用同步整流,建议选用MP6924,望参考。 |
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| | |  |  | | | | | | | 多谢建议,Vcc-on确实是15.8。这款电源输出电流并不大,所以没用同步。这款产品设计初衷是用于音频功放的,峰值电流大,平均值电流小。
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| |  |  | | | | | | CS全桥整流怕是不行哦,全桥整流一般用于对称的交流吧,这pfc,正向占空比很大的,,,例如0.93,假设为了抗干扰强,我把cs最高设计在3v。至于ic的检测,3v在分压就好了,最大占空比算0.95,整流二极管算1v,线圈忽略,也就是4v,0.95*4<0.05*X,x为复位电压76v,所以这只能用单端整流,如果用整流二极管复位,那整流二极管就得是稳压管,切耐压值大于76v以上,,,,
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初步绕制出互感器
EE8.3
0.75*2*1T:0.08*1*150T
L39mH
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| | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | 想了下,1654CS脚检测的是平均电流,电阻的话,实际波形是个馒头带刺的波形,如果换互感器,就只剩下刺了,直流部分没得了,这好像有问题,,,,,,,,,,,,
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| | | | |  |  | | | | | | | | | 小弟有个问题不解,图中的C42与R87的接法与两个串联接母线相比哪个更合适一些呢?
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| | | |  |  | | | | | | | | 请教一下,T3A放置的位置有什么讲究吗?可以直接连接在Mos的S集极,再与芯片的地相连吗?
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| | | | | |  |  | | | | | | | | | | 电流互感器,检测mos电流的;原理图上是分开绘画的;
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| | | | |  |  | | | | | | | | | 原理上,只是用于过流检测,可以放在MOS的S极下。 |
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|  |  | | | | | book on Switched Mode Power Supply design manual
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 |  | | | | C58、C59。用电容取过流信号有什么优点么?这里用电阻可以么?
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|  |  | | | | | 这里的检测是1399的电流模式的特点,Cs是为了检测谐振电容上的电压斜坡来与分压的反馈引脚电压(FB)进行比较来定义上管开关导通时间。然后将上管开关导通时间重新用于下管开关导通周期(保证上下对称)。
电容是为了降压取样,直接用电阻取Cr上的电压是很高的,分压损耗会较大。
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 |  | | | | 一,关于PFC
500W PFC,选择NCP1654BD65R2G。
1,功率稍大,选择CCM工作模式,相对CRM,较低的峰值电流可降低升压电感和MOS的电流应力。
2,65KHz的工作频率,主要为EMC方面考虑。65KHz开关损耗会稍低、同时希望EMC上代价也低一些。
二、设计步骤
1,预定参数
Fac 50Hz
VacLLl 85V
VacHL 265V
Vac,on 80V
Vout 400V
Vout LL 385V
Eff 98%
DIpk-pk 36%
Thold-up 20mS
%DVpk-pk 3~4%
Pout max 520W
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|  |  | | | | | 2,电参数设计和参数计算
输出电流Iout=Pout/Udc=520/400=1.3A
最大输入功率Pin=Pout/η=520/0.98=530.6W
输入电流有效值Iinrmsmax=Pin/Umin=530.6/85=6.24A
输入电流峰值Iinrmsmax*1.414=8.83A
高频纹波电流取输入电流峰值的36%,那么Ihf=0.36*Iinrmsmax=0.36*8.83=3.18A
输入电感电流最大峰值为:ILpk=Iinrmsmax+0.5*Ihf=8.83+0.5*3.18=10.42A
升压电感最小值为Lmin=(0.25*Uout)/(Ihf*fs)=(0.25*400)/(3.18*65KHz)=483.79uH
输出电容最小值:Cmin=Iout/(3.14*2*fac*Voutp-p)=1.3/(3.14*2*50*13)=318uF |
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| |  |  | | | | | | MOSFET PFC输出设定为400V,考虑实际工作上MOS上的电压尖峰以及留20%余量,选取600V MOS。 为了尽量小的开关损耗和导通损耗,需选择低栅极电荷Qg、低输入电容Ciss和低内阻Rdson的管子 连续工作模式下,综合电流峰值和散热条件,选用一颗20A,0.19R内阻Cool MOS,SPP20N60C3。 PFC续流二极管 主要考虑,需承受电感的最大峰值电流、输出电压的最大反压、反向恢复时间要尽可能最小 。 手上刚好有这个管子,IDH 08G65C5,infineon的SIC类二极管。主要特点,几乎没有反向恢复时间,高浪涌电流能力。 |
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| |  |  | | | | | | 确定升压电感量,可以开始设计PFC电感:选用铁硅铝磁环
开始计算所需参数:
L=N*N*AL
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| | |  |  | | | | | | | L=N*N*AL
L 480
AL 135
N*N=480/135*1000
N=59.6T
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| | | |  |  | | | | | | | | 初次做CCM,先按公式算出相关参数,同时通公式来了解CCM的特点。
再验证此PFC电感值:
L=√2 Uin min * Dmax / (Ihf*fs)
Dmax=(Uo-√2Uin min)/Uo
=(400-√2 *85)/400
=(400-120)/400
=0.7
L=√2 Uin min * Dmax / (Ihf*fs)
=√2*85V*0.7/(3.18A*65KHz)
=84/206.7
=0.406mH
=406uH
经重新验证,修正133楼L值。
L=N*N*AL
根据选定磁芯,AL135计算如下
N*N=406/135*1000
N = 54.8T
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| | | | |  |  | | | | | | | | | PFC原理:
1654基于连续导通的功率因数校正的控制芯片,不用来自交流电源的正弦参考信号。连续的导通模式,固定的工作频率(65K or 130K or 200K),实现较低的EMI特点。
此方案主要有两个控制环路,由电压环和电流环构成。工作原理为,假设恒压环处于工作,输出电压保持恒定,则CCM-PFC控制MOS的关断占空比Doff。电流环在于调整电感电流的平均值,使得正比于关断占空比Doff,并正比于输入电压Vin。
由于PFC的固有特点,PFC的动态环路都是用低带宽进行补偿,目的是不对频率为2*fl(交流电源频率)波纹响应,基于这种情况,为了达到快速响应,不使输出电压跌落,芯片内具有快速瞬态响应能力。
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| | | | | |  |  | | | | | | | | | | 高工,你好:
1. 有个问题想请教下你,关于NCP1654,我也用它做了个350W的PFC,调试也是Ok的,有个问题不是很确定:3脚看原理图的话应该是检测电感的电流的,这样的话就是流入芯片3脚,但是看规格书上就是流出的,这个我就不懂了。
2.1654布局是否需要注意点什么,图2,你看PCB layout说明,它的意思是所有的地都要连在大电解的地,然后经过Rsense再到桥堆的负极吗?
3.方便分享下你这款电源的PCB吗,我也想做款240W的电源。邮箱是 359235461@qq.com.
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NCP1654 电流检测
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ICE2PCS01
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| | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | 1,流出是对的,接3脚处这里相对于地是负压 2,Layout方面,功率地和信号地单点接,这个图给得很清楚了
3,留邮箱
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| | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | 1. 3脚相对于地是负压,那这个脚怎么检测电感电流的?2PCS01是流入的,这个就好理解了。
2. MOS管的地和IC的地应该要尽量靠近Rsense的地脚。
3.邮箱是 359235461@qq.com 非常感谢!
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| | | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | | 兄弟,你好,非常感谢你的回复,怎么称呼你呢?
就1654我还想跟你交流下,
1.同类IC ICE2PCS04 ,如图1所示,图中的地的接法是不是就是单点接地,它的意思是不是IC的地,VCC的地,MOS的地都要经过大电解的地再流到Rsense的地吗,有同行说这个图不是单点接地的。
2.你在调试的时候有没碰到这种情况,在满载的时候MOS管gate的开通的时候电压拉的很低,这种情况有没风险?如图2所示。
3.你帮忙看下我的PCB有没什么问题。如图3所示。
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| | | | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | | | 1,接地,按图红色地先连一起,再绿色紫色到C负极
2,典型的米勒效应,选Ciss小的MOS,加大驱动电阻等会有改善,不能消除
3,PCB看不太清楚,按1说的接就行
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| | | | | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | | | | 1.你看下我的PCB,文件如下。
2.你说的对,以前做小功率电源都没有碰到过 gate脚的波形拉的这么低,我驱动电阻调整到51R,最低点的电压抬升了3-4V。这样的话应该是没有什么问题把,还有我如果不调整驱动电阻,MOS,一般来讲也不会有什么问题吧,最多就是开通时慢点而已。
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| | | | | | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | | | | | 1,接地没太大问题,可以再紧凑些,
2,米勒会增加开通损耗,需要尽量改善
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| | | | | | | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢你,那么快速的回复,这2天太忙啦:
1.我在调试NCP1654的时候发现,Rcs电阻必须要合金电阻或者功率电阻,普通的电阻在开机的时候会烧坏掉。
2.还有在满载测试的时候,反馈脚Vcomp大概有0.2V的纹波,这个方案估计是正常的。其他的方案没有这个现象,比如2PCS04.如图所示4。
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Vcomp波形
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| |  |  | | | | | | 输出电容最小值:Cmin=Iout/(3.14*2*fac*Voutp-p)=1.3/(3.14*2*50*13)=318uF,请问VOutp-p=13是怎么来的,13的单位是什么?为什么按你的数值算出来是31.8mF,而不是318uF(假设Voutp-p单位为V)
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| |  |  | | | | | | 楼主,我看错了,按这样你的计算没问题,只是这个计算依据是怎么得来的,请明示一下好吗
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|  |  | | | | | 请问Vout为什么要设定400Vdc ? PF值要求都在115Vac 与 230Vac ,可以因为这样设定较低的电压吗? 例如: 380Vdc or 360Vdc or 更低电压......
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| |  |  | | | | | | 输出电压根据输入最高电压来设定,在相应输入电压下设定升压值是可以的,只要达到谐波要求。
现在反激就很多两段升压的PFC芯片
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| | |  |  | | | | | | | 谢谢您的回复~ 关于LLC的稳定度的调适,您有相对应的方法或技巧可以分享吗? Thanks.
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 |  | | | | LLC参数设计:
计划先把参数计算出来,然后绕制感性元件、PCB、装板等。
下面是LLC部份
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|  |  | | | | | LLC变压器设计
理论变比: n=Uin/2*(Uo+Vd)
预设输入电压:Uin min 360Uin max 400V
计算最大、最小增益
Mmax=2n*Uo/Uin min
Mmin=2n*Uo/Uin max
负载阻抗Zo
Ro=Uo/Io
原边阻抗Rac=8n2Ro/Π2
设定K值(待定)
Q,Fmin,Fmax,Ls,Lr,Cr
计算
Q=[Mmin/(K*Mmax)]*√{K+Mmax2/(Mmax2-1)}
Fmin=Fr/√(1+k(1-1/Mmax2)
Fmax=Fr/√(1+k(1-1/Mmin2)
Q=2π*fr*Lr/Rac---> Lr=Q*Rac/(2π*fr)
Ls=K*Lr
Q=1/2π*fr*Cr*Rac ---> Cr=1/2π*fr*Q*Rac
由于NCP1399不需外设工作频率,完全自已跑的,所以,以上计算预计与实际会有出入,先计算预设值,再看实测来体验1399的特点。
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| |  |  | | | | | | 理论变比: n=Uin/2*(Uo+Vd)
n=400(PFCVout)/2*(55+0.7)=3.59≈3.6
预设输入电压:Uin min 360Uin max 400V
计算最大、最小增益
Mmax=2n*Uo/Uin min
Mmax=2*3.6*55.7/360=1.114
Mmin=2n*Uo/Uin max
Mmin=2*3.6*55.7/400=1.0026
负载阻抗Zo
Ro=Uo/Io=(55.7*2)/4.5=24.755Ω
原边阻抗Rac=8n2Ro/Π2
Rac=8*3.62*24.755/3.142=2566.5984/9.8596=260.314Ω
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| | |  |  | | | | | | | 可以直接用mathcad编辑,这里编辑公式辛苦,看的也辛苦
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| | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | 不用,直接下这两个就可以了,里面有安装说明,先看说明,不然白装了
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| | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | 开机无法验证发行者,不知有没有问题
另QQ兄提供个计算表用用
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| | |  |  | | | | | | | k值选3~7 之间可以接受,k值选大,会增大频率范围,较小的k值可以减小频率范围,但是轻载效率较低。
k值越小,获得相同增益的频率变化范围越窄k值越大,获得相同增益的频率变化范围越宽。
k值越大,MOSFET在Fr附近的导通损耗和开关损耗越低。
为了获得较好的环路调整和较高的效率、较低的文波,以及轻载电压的稳定,个人经验设定K值5
Q计算
Q=[Mmin/(K*Mmax)]*√{K+Mmax2/(Mmax2-1)}
Q=[1.0026/(5*1.114)]*√{5+1.1142/(1.1142-1)}Q=0.57344
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| | | |  |  | | | | | | | | K值大小影响工作频率范围、励磁电流和增益。取大些效率会更好,但工作频率范围会更宽,对设计要求更高。通常大多IC原厂推荐3-7之间。
Q值越大M的变化也越大,而调节M变化的频率范围也较窄,这不利于实行变频控制;M变化太大也不利于小信号控制,输出纹波会大,系统变得不稳定,但却可以得到较高的效率。Q值决定稳定性和效率,所以在ZVS下,尽量选大Q值。
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| | | | |  |  | | | | | | | | | K的取值和输入有关系么,是不是输入范围窄K取大?输入范围宽K取小? |
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| | | | | |  |  | | | | | | | | | | 与输入有关,输入变化大时K取小会更利于调计。输入电压变化大,M会变化大,调节频率相对要窄,所以K会取小。
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| | |  |  | | | | | | | 预设Fr=100KHz
Fmin=Fr/√(1+k(1-1/Mmax2)Fmin=100/√(1+5(1-1/1.1142)
Fmin=71.229KHz
Fmax=Fr/√(1+k(1-1/Mmin2)
Fmax=100/√(1+5(1-1/1.00262)
Fmax=98.729KHz
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| | |  |  | | | | | | | Q=2π*fr*Lr/Rac---> Lr=Q*Rac/(2π*fr) Lr=Q*Rac/(2π*fr)
=0.57344*260.3/(2*3.14*100*103)
=237.68uH
Ls=K*Lr
=5*237.68
=1.18mH
Q=1/2π*fr*Cr*Rac ---> Cr=1/2π*fr*Q*Rac
Cr=1/2π*fr*Q*Rac
=1/2*3.14*100*103*0.57344*260.3
=10.68nF
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| | | |  |  | | | | | | | | 计算到这里,发现Cr很小,500W电源Cr用10nF?
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| | | | |  |  | | | | | | | | | 希望楼主最后能够分享一下最终的计算文档。。。。。。
这样打出来公式,好累的说。
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更正如上,关于电容这块,还有一些计算不太明白,所以先去掉,弄清楚再传上来。
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| | | | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | | | 电容的纹波电流的计算我感觉不是太对,这个公式是哪里出现的
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| | | | | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | | | | Ico-rms应该为输出电容电流有效值,
rms肯定不是纹波,字有误
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| | | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | | 这个单位一直修改不过来,不知Mathcad怎样设置计算单位。
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| | | | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | | | 单位从上面开始错的话,下面就会接着错,检查下前面的单位
我看到是AE这里的单位你没放上去,裸奔的
CTRL+6,打平方的
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| | | | | | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | | | | | 我的意思是AE这里没有单位,而下面其他的有单位,运算的时候就出错了 |
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| | | | | | | | | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 所有有单位的数值都看了下,其它的没看出问题,只有Ae加上单位计算就不正常。
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| | | | | | | | | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Ae不能打m2的原因是前面有m这个参数,所以打样会自动进行计算。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我一般习惯了带单位的计算,这样有错的话,一眼就能看出来
有些朋友习惯不带单位,这样在运算的时候不会出现这种错,但是出错的话也难发现
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是的,上面有个m值,m2就变成上面m的平方加入运算
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | QQ兄怎样理解这个匝比,
这里有算入Mmin,我看ON的资料中,没有Mmin这个参数,算出匝比为3.58左右,两种方式计算差异较大
以下ON的公式:
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| | | | |  |  | | | | | | | | | 感觉是有点小,500W用47NF的.大功率,频率做到40-60K,效率可能还高点,我用的CMG的方法,大多数的电容都是39 47.
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| | | | |  |  | | | | | | | | | 要是调样的频率下,谐振电感感量大些,而谐振电容容量小些,会有什么异同呢
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| |  |  | | | | | | 不需要外设频率,那是根据谐振频率来喽,这个不错啊。
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 |  | | | | NCP1399 与一般LLC IC的主要区别
1电流模式控制,用于改善瞬态响应
NCP1399对谐振电容进行放电,并提供专门的启动顺序,确保无需硬开关和快速专用启动顺序,确保无需硬开关和平均谐振电容电压与Vbulk / 2电平的快速平衡。使用分频谐振电容电压,以便间接感测主谐振回路电压,CS引脚电压在内部进行处理,并与FB引脚电压进行比较,以在给定的开关周期内定时接通时间。
同时,根据检测到的谐振电容的电压斜率与FB电压比较,进行谐振点自动调节。类自适应方式。
轻载时,进入跳频模式,其特有的工作方式可降低谐振电容上的电压和峰值电流。使轻载时有较高的效率。
2使用最大DT自动死区时间调整
自动DT调整系统在Vboot引脚上使用dV / dt传感器,只要dV / dt保持在某个阈值以上,就可以延长HB驱动器之间的DT周期,建立工作后,DT根据HB引脚的转换自动调整。在IC中实现最大的DT周期钳位,以便在DT周期达到预选钳位时驱动器接通,这种情况发生在例如在谐振回路中没有能量的第一个低侧DRV脉冲之后。
DT钳位激活可以在操作期间达到时激活锁存或自动恢复DT_max故障,DT_max故障计数器可用于在某些应用中克服DT_max故障系统的错误触发。
3根据负载条件进行PFC级运行控制
PFC在1399进入跳频模式下关闭,在轻载、空载时,待机功耗可控制得较低。
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|  |  | | | | | NCP1399 是脉宽调制么,调整DT。 频率不变?
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| | |  |  | | | | | | | 恩,那这个芯片就是既调频又调宽的。楼主可以用示波器观察一下,从轻载到重载,频率和占空比的变化。(上几张示波器的图更好。。。)
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| | | |  |  | | | | | | | | 好的。
最近更新很慢,手上太多项目,难有静下心来调试。。
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| |  |  | | | | | | 如果是单纯的脉宽调制变压器将得不到最大的利用率。从资料上看,其死区最大为880nS.
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慢慢开始更新
PFC电感,0.1*120P*56T,L:428uH
CCM 电流主要是低频分量,其实可以用粗线绕的。看种这种线绕磁环比单根或几根并绕好操作。当然用丝包线最佳,利于绝缘。
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|  |  | | | | | 楼主,你用多大的磁环呢,需要计算出Ve值来选取吗? |
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| | |  |  | | | | | | | 调试用也是意思下,实际安规也要2层以上的胶纸,1310更是要三层。
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| | | | |  |  | | | | | | | | | 有复合胶纸,两层叠在一起,比一层稍厚,用时跟一层的一样。
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 |  | | | | 看了大师的帖子也想学做一个,根据提供的电路图已初步画好了PCB试验板,座等结果后购料仿制,到时还请大师指导。
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| |  |  | | | | | | 期待大神再次跟新呀!小弟在此板凳坐听学习哈!!!! |
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| |  |  | | | | | | 期待,我想做一个33V13A 33V 16A .没做过LLC,学习下!
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| | | |  |  | | | | | | | | 问楼上兄弟?
我的才装板调机,快的话一两周可以出来。
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| | |  |  | | | | | | | 可以到0.5以下,PFC关停,LLC的HV启动关断。
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|  |  | | | | | 这么久大家有没留意到原理图有下个脚位连错了,更正下,1399的2脚和3脚应互换下。
原理图一直没有更新到,说明下。
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PFC初步调试OK
外加Vcc,带灯泡,200W灯泡3个一串,2串
下一步LLC
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|  |  | | | | | PFC调试主要遇几个问题:
1,开机工作不正常,变频电源跳响
电流环检测不正常,开始用互感器检测,由于参数不对,至使CS信号不对,PFC线路处于不断启动状态
2,功率因数低,输入前的调压器很响
整流桥后电容量不够,从原224更换到105
3,带载功率低,有PF,输出电压低
电流检测限功率,加大过流检测点
至此,目前6只灯泡总功率约540W
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|  |  | | | | | 初调试好,略带载几分钟,摸MOS的D温度温热,说明损耗不大。
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| | |  |  | | | | | | | PFC正常了,是用电阻检测电流的。互感器没调试成功,有时间再弄一下
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| | | |  |  | | | | | | | | 恩,8月份就已经完了,模块化设计的,一个200w,扩功率直接并就可以了---
理论上一个简单的面板可以32个并,要是通信转到电脑,理论上能上千。。。。。。。。
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这个要找个机会试产才行啊
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|  |  | | | | | 60*260,根据元件大概Layout出来调试用,
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|  |  | | | | | 前面有计算步骤,LLC部份还在调,调完会再总结下。
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| | | |  |  | | | | | | | | 楼主精益求精和分享精神值得学习,很佩服,坐等楼主更新学习!
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| | |  |  | | | | | | | LC部份不费心,主要用在控制部份,HB、CS、PFC脚上。感觉有好也有不顺心的,烧了7PCS IC后,才对IC脾性稍有些了解。还好现在不管过流还是带载启动,IC不会烧,否则12PCS不够玩。
过功率调节这块目前还不太理解,现在产品功率调不大,只限到4.4A,算基本接近设计。
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| | | |  |  | | | | | | | | 请问功率调大后会出现什么问题呢?我也想做这个电路,感觉很适合用在我的音响功放上。但要求短时间要达到800W。不知是否可行。
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| | | | |  |  | | | | | | | | | 过功率由CS和FB两个点检测判断的,上面板受到限功率,再加大会保护掉。设计参数引起的。
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| | | | | |  |  | | | | | | | | | | 听说这个芯片对MOS管的体二极管的恢复时间有要求,要小于300nS,我看了一些普通的mos的手册都比这大,是不是很难选择MOS管。还有能不能驱动Ciss大于5000PF的。 |
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| | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | MOSFET我用的是FDP22N50N,1399灌拉流是0.5/1A,看你MOS大小看
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| | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | 这个管子的输入电容不算大2456~3200。但是漏源体二极管的反向恢复时间是472nS。那就要比300大了不少。STW25NM60ND这个管子的反向恢复小,只有160nS,输入电容也不大在2400~3000PF。我查了只有后面带ND的才小。
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| | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | mos管那体二极管导通以后,要么mos打开,要么电流自然下降到0,但是这都是一个管子的事啊,慢一点无所谓了,如果是发生ZCS的时候,那不管用啥ic,该BOOM还是得BOOM,哪怕你那是个50ns的二极管
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| | | | | | | | | |  |  | | | | | | | | | | | | | | 我想也是的。看你的调试好象也没什么影响的。我还有个问题想请教一下,就是我想做成两档电压,低档是正负25V,高档是正负50V,按你的理解不知这种电路能否有这个调节范围。(光耦和431由独立绕组18V供电)。不用加多串稳压管。把最佳工作点设在40V左右,是否可行呢?
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|  |  | | | | | LLC按常规的设计,也是预定最谐振频率,最低工作频率,K、Q也是相应计算。当然应用在1399上,主要差别是频际实际是靠它自已跑
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 |  | | | | NCP1654+NCP1399的主要特点在于:
1,待机功能由NCP1399控制PFC的工作
2,自适应功能,以往的IC是设定IC工作频率再由外围参数调整谐振;而NCP1399是根据外围参数来决运行频率,便于产品设计。
3,电流模式检测,对过载异常情况的处理优于电压模式
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|  |  | | | | | 节后更新完设计信息。
然后会再此基础上出一款标准产品。包括合适的成本、较优的数据,一句话性价比。
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|  |  | | | | | 关于1399调试细节:
1,芯片自调节功能,工作频率自动调整,所以LC参数只要基本合理,都能跑起来
2,芯片控制部份会要求较高,其过载和每一周期斜率检测一起,调整时要兼顾斜率和电位高低
3,芯片很敏感,调试易烧IC,留意HB脚安全
4,对PFC的控制,PFC的启动要调好,启动时预为1399--1654,要衔接好
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|  |  | | | | | 不知道这ic动态怎么样,手里有个120w的案子,打算试一把,看样子箝位的二极管是可以不要了? |
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| |  |  | | | | | | 动态没试,箝位我的用上了。前面好多东西没试,打算改好板后细调下。 |
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