 |  | | | | 确定做这个电源主要基于现在手有的一些材料，大概能够做一个这样的电源。500W CCM-PFC，CCM PFC也没做过，给自已一个零的突破。刚好手上有一颗NCP1654可以练练手
DC TO DC
主控还没选定，现手上有L6599、FAN7631、NCP1395+NCP5181？
都说6599较呆板，虽多有微词但市面用得最多？
FAN7631驱动能力大，功能也齐全，死区可调
NCP1395也是常规，需外加驱动
考虑...
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| | | | | | | NCP1654可以，我第一次也是用它做500WPFC，照着数据手册的应用图做出来的，PF可以达到0.98以上，效率0.97以上，不过我LLC部分用CM6901做的，它的轻载不是间歇的是调占空比的，纹波表现好一些，外部辅助源，输出24V
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| |  | | | | | | | 没用过1654，PCB Layout上有没有特别的讲究。6901是虹冠的？目前后面用手上有的料，倾向于FAN7631
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| | | | | | | | | | | 它是平均电流模式，比一般别的控制方式更加抗干扰，当时也是随便布的，没怎么特意留意
是虹冠的
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| | | | |  | | | | | | | | 虹冠的LLC好像在PC电源上用得多，CU6901兼LLC和同步整流驱动，大电流上用很有优势
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| | | | | | | | | | | NCP1654很老的一款IC了，2009年北京学习，先玩的L6561和NCP1654一个CRM一个CCM，用NCP1654做的350W的，PF以及效率都很高的，没记错的话，PF值0.98，效率97.7%。
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| | | | | | | 建议用6599
大家都比较熟悉，
关注楼主的帖子，上次解剖别家产品的llc写的不错
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| | | | | | | 相对来说1399驱动挺大，当然1395+5181适合更大功率的产品
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| | YTDFWANGWEI - 积分：101947
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 数字的DSP控制，LLC不需要假负载，效率要高一点点
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | DSP从成本上也会增加，从性价比来说要看效率提升的幅度，如果仅假负载这点损耗来算，各有优劣
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 那个是，看需求吧，我来总共两路LLC，还有一路反激，一路高压BUCK，所以选择DSP；
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 同问，为啥数字的不需要假负载？
我这边用NXP TEA1716做的，也没有用假负载啊
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 应该用TI的TMS320F28335（TMS320F28035）做的，DSP。
不光LLC这部分用这个，三相三维也纳整流，也是它做的。
难点是SVPWM，这个不是一般人能玩的。
并且每年在充电桩行业，都会把这一帮人召集起来，来讨论如何改进这项技术，因为每年都有不良出现，不良率在1%。主要是大功率充电机，如15KW三相三无中线充电机。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | svpwm也没有什么难度，关键是电网适应性，充电桩模块外露，如果充电桩模块自冷的，故障率就少很多
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 三相三无中线，维也纳整流这部分，DSP国内很少有人玩的了，很复杂的，以前圈里朋友说华为能搞，后来才知道华为买的德国佬的专利，你可以弄个艾默生15KW的充电机看看，就明白了。
我所指的是SVPWM矢量控制算法，用DSP做的，芯片TI TMS320F28335（TMS320F28035）。
如果这位网友说没什么难度，那就不会每年把这批人召集到一起来解决这个问题了，2009年以前的那部分人搞的问题点很大，不良率很高；2009年后又一部分人搞的不良率才控制在1%以内，但是1%的不良率也比较高了。
听这位网友的口气，感觉很牛X的感觉，不知道是否玩过三相三无中线，15KW的充电机？（维也纳以及LLC这部分都是DSP，用TI TMS320F28335/TMS320F28035做的，我是搞模拟功率电子的，对DSP算法只是略懂一二，如果这位网友是专家，可以给我们讲讲，虚心听讲，真心感谢。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 三相无中线，DSP肯定玩过，从系统角度讲，电源要具备电网适应性，不然都会存在潜在风险，坏整流器，模拟的无法做到这个，数字的控制算法，
可以做到电网适应性；
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 2014年底第一次听说充电桩，我和第一批做充电桩方案的专家交流过他们控制方案，就发现问题，肯定会整流器炸的厉害；
现在充电桩整流器算法方面，把控制参数减小，但是普遍存在一个问题，PFC电感选择过大，造成成本问题
还有车载充电机，不良率问题；其实很大部分也是因为电网适应性；
电网适应性，随电网变压器后带负载不同，负载类型，带载大小，可以看为变化的电网，强电网，弱电网，谐波变化的电网，这个都需要机器去
适应电网，如果适应能力不足，机器在某些时候突然炸机；也是正常的；
其他不敢说，整流器算法和电网关系方面，本人肯定是认识最深，本人做的整流器，和大家量产的机器，算法细节是不同的
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不要把数字电源神秘化， 数字整流器这么成熟的东西，通信电源上用了多少。从上世纪90年代，爱立信就推出了第一代数字整流器，那个DSP 频率还不到30MHz, 一颗就搞定PFC和PSFB. 还有并联均流。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 三相维也纳PFC可以采用两种方式发波，一种是常规发波，一种是矢量发波。
常规发波是不论交流电压是正半周还是负半周，始终都是正的三角波与电流环的输出做比较得到的PWM；
矢量发波是交流正电压时采用正的三角波与电流环输出比较，交流负电压时采用负的三角波与电流环做比较，得到SVPWM；
一般情况下，在负载比较轻的时候采用常规发波，在负载比较重的时候采用矢量发波。
控制策略需要说明的一点为：
为了保证正负母线电压的均衡，在有电流内环和电压外环的情况下引入了输出正负母线偏压的环路（偏压环），偏压环的经过环路调节后注入到电流内环的给定中，通过对占空比的控制来实现母线均压。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 目前充电机都不用矢量算法，太占资源了。基本都是平均电流，用28027就能搞定。
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| | | | | 指标定的过低了，PF值未指明具体条件，最高效率应当可以超过94%。
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| | | | | | | 标称电压指标，即100/240V的指标。定位低一点，才有往上的空间 
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| | | | | | | | | 我也感觉指标定的太低了，作为500W的LLC，输出电压是55V这个档了，怎么着也得定最小95%。
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| | | | | | | | | | | 95定位很高，必竞两级损耗下。PFC 2个点？LLC 3个点？做做看，越高越好
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| | | | | | | | | | | | | 不逼一下自己，怎么知道自己有多优秀？就像我一样，跑步三个月的时间，就报了半程马拉松，2小时20分很轻松跑完，貌似跑题了...........
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| | | | | | | | | | | PFC+LLC你做到95%了？这个就厉害了，论坛有个程工做到94%，1000W充电机，相当厉害了
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| | | | | | | | | | | | | PFC+CLLC 两级软开关+SIC效率可以达到98%
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | TCM本身就是变频模式，这个拓扑的控制方法是科勒教授提出来的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我研究的定频控制，可惜目前没机会做样机，要不秒杀TCM |
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| | | | | 初步确定：
主控NCP1654+FAN7631
PFC磁芯 铁硅铝OD47*23*18，60u,AL135
独立谐振电感RM10
主变PQ3535
接下来开始整理原理图
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| | | | | | | Pq3535可做1000瓦以上了。我觉得3230做500瓦足够。当然大点损耗小。我试了3230也能1000瓦，就是温度高一点。只是用ucc25600随便搭的，没pfc
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| | | | | | | | | | | 谢谢。
老梁头这方面研究很早，很早有见你一些帖中的观点，很深入。
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| | | | | | | | | 你的3220做的是输出多少V的？ 变压器是不是可以烧水喝了！！！！ |
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| | | | | | | | | 能发出来让大家学习学习吗？25600驱动变压器驱动的半桥？
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| | | | | | | 额，个人感觉，7631,抗干扰不行，vfb电压低，电流小。在者，里面好像出的pwm生成器，说是只用了q没有非q，出的pwm，有不对称现象（fb在干扰情况下），，，，
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| | | | | | | | | 不了解7631还有这种情况。目前手上只有L6599、FAN7631、NCP1395+NCP5181这种三IC，小东给点意见？
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| | | | | | | | | | | ic这个多大点事，找马云，搞的块，上午拍，下午到，哈哈哈--
6599,7631,这2个我都感觉抗干扰不怎么样，1395约等于1396，这个抗干扰强，但是1395外加驱动就感觉不适合这个功率了。
--
我觉得，就撸现在才出的ncp1399和tea19161吧，这2个抗干扰不知道怎么样，还么路过，但这2个不是所谓的电流模式，我相信，后期市场打开了，用的是越来越多，先下手为强 
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| | | | | | | | | | | | | 说得有道理，既然撸了，不怕坑再大些，新出的东西很多未知因素，1399,不知到时能不能爬起来啊
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| | | | | | | | | | | | | 在研究1399，看文件说功能比传统的好，诸如，PFC开关、自调节死区、以及其推介的电流模式下保护和响应能力。不过有一点不了解，芯片的工作频率没有外设？ |
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| | | | | | | | | | | | | NCP1399现在大概多少钱一颗啊？某宝上不敢买啊，而且感觉价格稍贵啊，有没有靠谱点的供应商或者可以申请几颗样品
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| | | | | | | | | | | ccm pfc，65k感觉稍微低了啊，100,150？ 
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| | | | | | | | | | | | | 从EMI的角度来说，65Khz是很好的选择，能量较大的二次谐波也不会出现在150KHz-30M的测量范围。
100，150的话，开关损耗大，EMI也不好过的。
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| | | | | | | | | | | | | | | 民标确实如此，军标就没法避免了，对军标来讲高一些频率好做一些。
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| | | | | | | | | | | 直接用SANKEN的LLC IC
可靠性强 SSC3S910
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| | | | | | | | | | | | | | | 直接高压启动，待机可满足
LLC死区自动时间调整
共振脱离检测
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| | | | | | | | | | | | | 看了下外围，元个也挺的。
之前已确定用NCP1399，这颗如介绍功能实现，不会比3S910差。
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| | | | | | | | | 楼主在撸完的基础上，能否发一款借小弟撸撸。由于工作原因根本无法接触LLC,惭愧啊
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| | | | | | | | | | | | | | | 物料基本确定，PCB走线有个别地方有误，到时自行更正下还是发文档你打样去？
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| | | | | | | | | CCM PFC我也没玩过，LLC这边理论也不是精通，只是略懂 还要向你学习
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| | | | | | | | | | | 也没做过CCM，所以没选太大功率，对其EMI情况和整流桥前后的参数还没底，要看调试情况。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我是这样理解的，电流连续，峰值电流比TM/CRM模式的要低很多，这点很重要
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | CCM PFC的EMI未必比DCM的PFC好。
CCM PFC的二极管存在反向恢复电流的问题（这个DCM PFC是不存在的），这个会严重影响EMI的，就算使用SIC SBD还是不能完全消除的。
所以，习惯性的认知不一定是正确的哟。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢提示，看来CCM和DCM的关键点不在一个地方，看来要深究下这颗二极管的规格了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我做过500W的，PFC+LLC，数字的，LLC半桥，120K的谐振频率；效率94%；自冷，电力操作电源
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 还没有定，老梁头可建议下。
这两天了解1399，关于频率设定方面不清楚，所以还没下手。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 他那个频率好像是根据负载自己跑的，然后各种保护也有，所以个人感觉设计上反而轻松些，，，，
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 也这样想过，好像以前的IR2520一样，会容性调节频率。在1399里没看到讲解这一点。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 过多的靠IC自动调节也是个麻烦事，往往会在设计时牵一发动全身哦 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 如果把pfc输出电压做成可调，输入输出成比例的输入低，输出低，llc范围设计宽一点点，不知道能不能把低压时的效率提起来，比如0.95的pfc，0.97的llc，合起来低压92.。。。。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这样设计还是需要PFC在较窄的两个电压段上，会对效率有提升，不过可能也不大
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 100v 500w输出，输入算550w，电流5.5a，有效值峰值5.5*1.4=7.7a，mos还要*2倍，也就是15a左右了，考虑到高温减额，30a到40a了，在来考虑500w电感体积，3535？
--
额，感觉成本上，ccm可能还便宜点，，，
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 楼主这个原理图上的滤波电路挺好了，不过建议两个共模电感感量差大一点，比如一个10mH，一个1mH。还有MOV和泄放电阻应该放在输入口，不然浪涌很可能把电感打坏掉。
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| | | | | 正题，方案确定，NCP1654+NCP1399
从马云家弄来12PCS的1399，这种芯片应该不会有水货，主要是希望够用。
初步原理图已整理得差不多，晚些上传。
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| | | | | 开始设计阶段：
1，原理图
初步整合NCP1654和NCP1399
PFC供电从1399来，功能实现将可大幅降低待机功耗。
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| | | | | | | 原理图不错！
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个人建议：
1.大电解前面那个那个浪涌二极管要加吧
2.pfc那个cs电阻，换成互感器，理由3个
--
一个是检测电流信号可以做的更大，抗干扰更强
--
还有个就是0.05欧，在100v的时候，差不多就是1.5w功耗了，即使用一个3w的2512合金电阻，温度应该也是轻易达到100度，效率也能小半个点
--
最后个就是，万一炸鸡了，如果cs断了，ic一般就死了，但是互感器，肯定是断不到的，ps（原来拿1653做的机子，出货出去炸鸡，就是因为这个电阻，导致ic修一坨很烦）
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| | | | | | | | | 小东建议不错
二极管确实要加PFC CS电阻，互感器建议不错。考虑是否可以用磁环来做？如：T9*5*3，10K，0.15线*52T，功率线从磁环穿过，这个成本会便宜很多。52T取样桥式整流后分压到Pin3.
谐振电容在Vbus和Gnd间各预留一颗二极管位，SMB？，MOS各并一颗1206电容位。
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| | | | | | | | | | | 给楼主个我很早做的150W APFC+LLC+SR的一个LED电源做参考。
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| | | | | | | | | | | 电流互感器，直接用成品的吧，淘宝，电流互感器，ee8.3，几毛钱一个，至于二极管个人觉得，撸4个ES5J,一个电容2个
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管子并电容这个可能到时真需要加上去，最后，预祝一次成功 
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| | | | | | | | | | | | | 还是自已做，EE8.3，双槽，1T：150T，用R10K或R12K磁芯
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| | | | | | | | | | | | | | | 自己的1500w 用的20a  ，额，公司的机子，3000w，4颗10a的，也就只能抗几个周期，然后boom，，，，，，
--
比如400v输入，半桥200v，出500w，有效值2.5a，峰值3.5a，峰值的系数在来个3倍，也就是10a的样子了，额，我就是那么选的
--
还得保证正常满载的时候，二极管不工作，这个和设计有关了，二极管工作就发热，意外情况下保护是么得问题的，正常发热，这个封装估计是抗不住的
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| | | | | | | | | 马云家12块左右，实际应该不超过5块。直接找个供应商报报就出来了？
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| | | | | | | 当+55V--SGND满载，-55V--SGND空载。+55V和SGND之间的电压是多少呢？
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| | | | | | | | | 预设计为功放电源，对称输出，带载也是同时负载的，所以恒压环取+55V与-55V两端。不会有单独带载情况。
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| | | | | 预设PFC参数：Fac 50Hz
VacLLl 85V
VacHL 265V
Vac,on 80V
Vout 400V
Vout LL 385V
Eff 98%
Pout max 520W
Rdson(SPA20N60C3) 0.19R,考虑功率大，可能会用到双管并联。
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| | | | | | | | | 楼主，NCP1399AA的启动电压是15.8V，所以你的线性稳压电路中的稳压管应该用18V的，同时为了提高效率，你为什么不在输出使用同步整流，建议选用MP6924，望参考。 |
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| | | | | | | | | | | 多谢建议，Vcc-on确实是15.8。这款电源输出电流并不大，所以没用同步。这款产品设计初衷是用于音频功放的，峰值电流大，平均值电流小。
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| | | | | | | | | CS全桥整流怕是不行哦，全桥整流一般用于对称的交流吧，这pfc，正向占空比很大的，，，例如0.93，假设为了抗干扰强，我把cs最高设计在3v。至于ic的检测，3v在分压就好了，最大占空比算0.95，整流二极管算1v，线圈忽略，也就是4v，0.95*4＜0.05*X，x为复位电压76v，所以这只能用单端整流，如果用整流二极管复位，那整流二极管就得是稳压管，切耐压值大于76v以上，，，，
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初步绕制出互感器
EE8.3
0.75*2*1T：0.08*1*150T
L39mH
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 想了下，1654CS脚检测的是平均电流，电阻的话，实际波形是个馒头带刺的波形，如果换互感器，就只剩下刺了，直流部分没得了，这好像有问题，，，，，，，，，，，，
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| | | | | | | | | | | | | | | 小弟有个问题不解，图中的C42与R87的接法与两个串联接母线相比哪个更合适一些呢？
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| | | | | | | | | | | | | 请教一下，T3A放置的位置有什么讲究吗？可以直接连接在Mos的S集极，再与芯片的地相连吗？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 电流互感器，检测mos电流的；原理图上是分开绘画的；
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| | | | | | | | | | | | | | | 原理上，只是用于过流检测，可以放在MOS的S极下。 |
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| | | | | | | book on Switched Mode Power Supply design manual
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| | | | | C58、C59。用电容取过流信号有什么优点么？这里用电阻可以么？
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| | | | | | | 这里的检测是1399的电流模式的特点，Cs是为了检测谐振电容上的电压斜坡来与分压的反馈引脚电压（FB）进行比较来定义上管开关导通时间。然后将上管开关导通时间重新用于下管开关导通周期（保证上下对称）。
电容是为了降压取样，直接用电阻取Cr上的电压是很高的，分压损耗会较大。
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| | | | | 一，关于PFC
500W PFC，选择NCP1654BD65R2G。
1，功率稍大，选择CCM工作模式，相对CRM，较低的峰值电流可降低升压电感和MOS的电流应力。
2，65KHz的工作频率，主要为EMC方面考虑。65KHz开关损耗会稍低、同时希望EMC上代价也低一些。
二、设计步骤
1，预定参数
Fac 50Hz
VacLLl 85V
VacHL 265V
Vac,on 80V
Vout 400V
Vout LL 385V
Eff 98%
DIpk-pk 36%
Thold-up 20mS
%DVpk-pk 3~4%
Pout max 520W
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| | | | | | | 2,电参数设计和参数计算
输出电流Iout=Pout/Udc=520/400=1.3A
最大输入功率Pin=Pout/η=520/0.98=530.6W
输入电流有效值Iinrmsmax=Pin/Umin=530.6/85=6.24A
输入电流峰值Iinrmsmax*1.414=8.83A
高频纹波电流取输入电流峰值的36%，那么Ihf=0.36*Iinrmsmax=0.36*8.83=3.18A
输入电感电流最大峰值为：ILpk=Iinrmsmax+0.5*Ihf=8.83+0.5*3.18=10.42A
升压电感最小值为Lmin=(0.25*Uout)/(Ihf*fs)=(0.25*400)/(3.18*65KHz)=483.79uH
输出电容最小值：Cmin=Iout/(3.14*2*fac*Voutp-p)=1.3/(3.14*2*50*13)=318uF |
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| | | | | | | | | MOSFET PFC输出设定为400V，考虑实际工作上MOS上的电压尖峰以及留２０％余量，选取600V MOS。 为了尽量小的开关损耗和导通损耗，需选择低栅极电荷Qg、低输入电容Ciss和低内阻Rdson的管子 连续工作模式下，综合电流峰值和散热条件，选用一颗20A，0.19R内阻Cool MOS，SPP20N60C3。 PFC续流二极管 主要考虑，需承受电感的最大峰值电流、输出电压的最大反压、反向恢复时间要尽可能最小 。 手上刚好有这个管子，IDH 08G65C5,infineon的SIC类二极管。主要特点，几乎没有反向恢复时间，高浪涌电流能力。 |
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| | | | | | | | | 确定升压电感量，可以开始设计PFC电感：选用铁硅铝磁环
开始计算所需参数：
L=N*N*AL
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| | | | | | | | | | | L=N*N*AL
L 480
AL 135
N*N=480/135*1000
N=59.6T
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| | | | | | | | | | | | | 初次做CCM，先按公式算出相关参数，同时通公式来了解CCM的特点。
再验证此PFC电感值：
L=√2 Uin min * Dmax / (Ihf*fs)
Dmax=(Uo-√2Uin min)/Uo
=(400-√2 *85)/400
=(400-120)/400
=0.7
L=√2 Uin min * Dmax / (Ihf*fs)
=√2*85V*0.7/(3.18A*65KHz)
=84/206.7
=0.406mH
=406uH
经重新验证，修正133楼L值。
L=N*N*AL
根据选定磁芯，AL135计算如下
N*N=406/135*1000
N = 54.8T
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| | | | | | | | | | | | | | | PFC原理：
1654基于连续导通的功率因数校正的控制芯片，不用来自交流电源的正弦参考信号。连续的导通模式，固定的工作频率（65K or 130K or 200K）,实现较低的EMI特点。
此方案主要有两个控制环路，由电压环和电流环构成。工作原理为，假设恒压环处于工作，输出电压保持恒定，则CCM-PFC控制MOS的关断占空比Doff。电流环在于调整电感电流的平均值，使得正比于关断占空比Doff，并正比于输入电压Vin。
由于PFC的固有特点，PFC的动态环路都是用低带宽进行补偿，目的是不对频率为２*fl(交流电源频率)波纹响应，基于这种情况，为了达到快速响应，不使输出电压跌落，芯片内具有快速瞬态响应能力。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 高工，你好：
1. 有个问题想请教下你，关于NCP1654，我也用它做了个350W的PFC，调试也是Ok的，有个问题不是很确定：3脚看原理图的话应该是检测电感的电流的，这样的话就是流入芯片3脚，但是看规格书上就是流出的，这个我就不懂了。
2.1654布局是否需要注意点什么，图2，你看PCB layout说明，它的意思是所有的地都要连在大电解的地，然后经过Rsense再到桥堆的负极吗？
3.方便分享下你这款电源的PCB吗，我也想做款240W的电源。邮箱是 359235461@qq.com.
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NCP1654 电流检测
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ICE2PCS01
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1,流出是对的，接3脚处这里相对于地是负压 2,Layout方面，功率地和信号地单点接，这个图给得很清楚了
3,留邮箱
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1. 3脚相对于地是负压，那这个脚怎么检测电感电流的？2PCS01是流入的，这个就好理解了。
2. MOS管的地和IC的地应该要尽量靠近Rsense的地脚。
3.邮箱是 359235461@qq.com 非常感谢！
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 兄弟，你好，非常感谢你的回复，怎么称呼你呢？
就1654我还想跟你交流下，
1.同类IC ICE2PCS04 ，如图1所示，图中的地的接法是不是就是单点接地，它的意思是不是IC的地，VCC的地，MOS的地都要经过大电解的地再流到Rsense的地吗，有同行说这个图不是单点接地的。
2.你在调试的时候有没碰到这种情况，在满载的时候MOS管gate的开通的时候电压拉的很低，这种情况有没风险？如图2所示。
3.你帮忙看下我的PCB有没什么问题。如图3所示。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1，接地，按图红色地先连一起，再绿色紫色到C负极
2，典型的米勒效应，选Ciss小的MOS，加大驱动电阻等会有改善，不能消除
3，PCB看不太清楚，按1说的接就行
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1.你看下我的PCB，文件如下。
2.你说的对，以前做小功率电源都没有碰到过 gate脚的波形拉的这么低，我驱动电阻调整到51R，最低点的电压抬升了3-4V。这样的话应该是没有什么问题把，还有我如果不调整驱动电阻，MOS，一般来讲也不会有什么问题吧，最多就是开通时慢点而已。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1，接地没太大问题，可以再紧凑些，
2，米勒会增加开通损耗，需要尽量改善
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢你，那么快速的回复，这2天太忙啦：
1.我在调试NCP1654的时候发现，Rcs电阻必须要合金电阻或者功率电阻，普通的电阻在开机的时候会烧坏掉。
2.还有在满载测试的时候，反馈脚Vcomp大概有0.2V的纹波，这个方案估计是正常的。其他的方案没有这个现象，比如2PCS04.如图所示4。
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Vcomp波形
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| | | | | | | | | 输出电容最小值：Cmin=Iout/(3.14*2*fac*Voutp-p)=1.3/(3.14*2*50*13)=318uF，请问VOutp-p=13是怎么来的，13的单位是什么？为什么按你的数值算出来是31.8mF,而不是318uF(假设Voutp-p单位为V)
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| | | | | | | | | 楼主，我看错了，按这样你的计算没问题，只是这个计算依据是怎么得来的，请明示一下好吗
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| | | | | | | 请问Vout为什么要设定400Vdc ? PF值要求都在115Vac 与 230Vac ，可以因为这样设定较低的电压吗? 例如: 380Vdc or 360Vdc or 更低电压......
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| | | | | | | | | 输出电压根据输入最高电压来设定，在相应输入电压下设定升压值是可以的，只要达到谐波要求。
现在反激就很多两段升压的PFC芯片
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| | | | | | | | | | | 谢谢您的回复~ 关于LLC的稳定度的调适，您有相对应的方法或技巧可以分享吗? Thanks.
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| | | | | LLC参数设计：
计划先把参数计算出来，然后绕制感性元件、PCB、装板等。
下面是LLC部份
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| | | | | | | LLC变压器设计
理论变比： n=Uin/2*(Uo+Vd)
预设输入电压：Uin min 360Uin max 400V
计算最大、最小增益
Mmax=2n*Uo/Uin min
Mmin=2n*Uo/Uin max
负载阻抗Zo
Ro=Uo/Io
原边阻抗Rac=8n2Ro/Π2
设定K值(待定)
Q，Fmin,Fmax,Ls,Lr,Cr
计算
Q=[Mmin/（K*Mmax）]*√{K+Mmax2/(Mmax2-1)}
Fmin=Fr/√（1+k（1-1/Mmax2）
Fmax=Fr/√（1+k（1-1/Mmin2）
Q=2π*fr*Lr/Rac---> Lr=Q*Rac/（2π*fr）
Ls=K*Lr
Q=1/2π*fr*Cr*Rac ---> Cr=1/2π*fr*Q*Rac
由于NCP1399不需外设工作频率，完全自已跑的，所以，以上计算预计与实际会有出入，先计算预设值，再看实测来体验1399的特点。
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| | | | | | | | | 理论变比： n=Uin/2*(Uo+Vd)
n=400(PFCVout)/2*(55+0.7)=3.59≈3.6
预设输入电压：Uin min 360Uin max 400V
计算最大、最小增益
Mmax=2n*Uo/Uin min
Mmax=2*3.6*55.7/360=1.114
Mmin=2n*Uo/Uin max
Mmin=2*3.6*55.7/400=1.0026
负载阻抗Zo
Ro=Uo/Io=(55.7*2)/4.5=24.755Ω
原边阻抗Rac=8n2Ro/Π2
Rac=8*3.62*24.755/3.142=2566.5984/9.8596=260.314Ω
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| | | | | | | | | | | 可以直接用mathcad编辑，这里编辑公式辛苦，看的也辛苦
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不用，直接下这两个就可以了，里面有安装说明，先看说明，不然白装了
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 开机无法验证发行者，不知有没有问题
另QQ兄提供个计算表用用
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| | | | | | | | | | | k值选3～7 之间可以接受，k值选大，会增大频率范围，较小的k值可以减小频率范围，但是轻载效率较低。
k值越小，获得相同增益的频率变化范围越窄k值越大，获得相同增益的频率变化范围越宽。
k值越大，MOSFET在Fr附近的导通损耗和开关损耗越低。
为了获得较好的环路调整和较高的效率、较低的文波，以及轻载电压的稳定，个人经验设定K值5
Q计算
Q=[Mmin/（K*Mmax）]*√{K+Mmax2/(Mmax2-1)}
Q=[1.0026/（5*1.114）]*√{5+1.1142/(1.1142-1)}Q=0.57344
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| | | | | | | | | | | | | K值大小影响工作频率范围、励磁电流和增益。取大些效率会更好，但工作频率范围会更宽，对设计要求更高。通常大多IC原厂推荐3-7之间。
Q值越大M的变化也越大，而调节M变化的频率范围也较窄，这不利于实行变频控制；M变化太大也不利于小信号控制，输出纹波会大，系统变得不稳定，但却可以得到较高的效率。Q值决定稳定性和效率，所以在ZVS下，尽量选大Q值。
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| | | | | | | | | | | | | | | K的取值和输入有关系么，是不是输入范围窄K取大？输入范围宽K取小？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 与输入有关，输入变化大时K取小会更利于调计。输入电压变化大，M会变化大，调节频率相对要窄，所以K会取小。
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| | | | | | | | | | | 预设Fr=100KHz
Fmin=Fr/√（1+k（1-1/Mmax2）Fmin=100/√（1+5（1-1/1.1142）
Fmin=71.229KHz
Fmax=Fr/√（1+k（1-1/Mmin2）
Fmax=100/√（1+5（1-1/1.00262）
Fmax=98.729KHz
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| | | | | | | | | | | Q=2π*fr*Lr/Rac---> Lr=Q*Rac/（2π*fr） Lr=Q*Rac/（2π*fr）
=0.57344*260.3/（2*3.14*100*103）
=237.68uH
Ls=K*Lr
=5*237.68
=1.18mH
Q=1/2π*fr*Cr*Rac ---> Cr=1/2π*fr*Q*Rac
Cr=1/2π*fr*Q*Rac
=1/2*3.14*100*103*0.57344*260.3
=10.68nF
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| | | | | | | | | | | | | 计算到这里，发现Cr很小，500W电源Cr用10nF？
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| | | | | | | | | | | | | | | 希望楼主最后能够分享一下最终的计算文档。。。。。。
这样打出来公式，好累的说。
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更正如上，关于电容这块，还有一些计算不太明白，所以先去掉，弄清楚再传上来。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电容的纹波电流的计算我感觉不是太对，这个公式是哪里出现的
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Ico-rms应该为输出电容电流有效值，
rms肯定不是纹波，字有误
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个单位一直修改不过来，不知Mathcad怎样设置计算单位。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 单位从上面开始错的话，下面就会接着错，检查下前面的单位
我看到是AE这里的单位你没放上去，裸奔的
CTRL+6，打平方的
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我的意思是AE这里没有单位，而下面其他的有单位，运算的时候就出错了 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 所有有单位的数值都看了下，其它的没看出问题，只有Ae加上单位计算就不正常。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Ae不能打m2的原因是前面有m这个参数，所以打样会自动进行计算。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我一般习惯了带单位的计算，这样有错的话，一眼就能看出来
有些朋友习惯不带单位，这样在运算的时候不会出现这种错，但是出错的话也难发现
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是的，上面有个m值，m2就变成上面m的平方加入运算
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | QQ兄怎样理解这个匝比，
这里有算入Mmin，我看ON的资料中，没有Mmin这个参数，算出匝比为3.58左右，两种方式计算差异较大
以下ON的公式：
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| | | | | | | | | | | | | | | 感觉是有点小，500Ｗ用47ＮＦ的．大功率，频率做到40-60Ｋ，效率可能还高点，我用的ＣＭＧ的方法，大多数的电容都是39 47.
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| | | | | | | | | | | | | | | 要是调样的频率下，谐振电感感量大些，而谐振电容容量小些，会有什么异同呢
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| | | | | | | | | 不需要外设频率，那是根据谐振频率来喽，这个不错啊。
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| | | | | NCP1399 与一般LLC IC的主要区别
1电流模式控制，用于改善瞬态响应
NCP1399对谐振电容进行放电，并提供专门的启动顺序，确保无需硬开关和快速专用启动顺序，确保无需硬开关和平均谐振电容电压与Vbulk / 2电平的快速平衡。使用分频谐振电容电压，以便间接感测主谐振回路电压，CS引脚电压在内部进行处理，并与FB引脚电压进行比较，以在给定的开关周期内定时接通时间。
同时，根据检测到的谐振电容的电压斜率与FB电压比较，进行谐振点自动调节。类自适应方式。
轻载时，进入跳频模式，其特有的工作方式可降低谐振电容上的电压和峰值电流。使轻载时有较高的效率。
2使用最大DT自动死区时间调整
自动DT调整系统在Vboot引脚上使用dV / dt传感器，只要dV / dt保持在某个阈值以上，就可以延长HB驱动器之间的DT周期，建立工作后，DT根据HB引脚的转换自动调整。在IC中实现最大的DT周期钳位，以便在DT周期达到预选钳位时驱动器接通，这种情况发生在例如在谐振回路中没有能量的第一个低侧DRV脉冲之后。
DT钳位激活可以在操作期间达到时激活锁存或自动恢复DT_max故障，DT_max故障计数器可用于在某些应用中克服DT_max故障系统的错误触发。
3根据负载条件进行PFC级运行控制
PFC在1399进入跳频模式下关闭，在轻载、空载时，待机功耗可控制得较低。
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| | | | | | | NCP1399 是脉宽调制么，调整DT。 频率不变？
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| | | | | | | | | | | 恩，那这个芯片就是既调频又调宽的。楼主可以用示波器观察一下，从轻载到重载，频率和占空比的变化。（上几张示波器的图更好。。。）
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| | | | | | | | | | | | | 好的。
最近更新很慢，手上太多项目，难有静下心来调试。。
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| | | | | | | | | 如果是单纯的脉宽调制变压器将得不到最大的利用率。从资料上看，其死区最大为880nS.
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慢慢开始更新
PFC电感，0.1*120P*56T，L:428uH
CCM 电流主要是低频分量，其实可以用粗线绕的。看种这种线绕磁环比单根或几根并绕好操作。当然用丝包线最佳，利于绝缘。
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| | | | | | | 楼主，你用多大的磁环呢，需要计算出Ve值来选取吗？ |
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| | | | | | | | | | | 调试用也是意思下，实际安规也要2层以上的胶纸，1310更是要三层。
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| | | | | | | | | | | | | | | 有复合胶纸，两层叠在一起，比一层稍厚，用时跟一层的一样。
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| | | | | 看了大师的帖子也想学做一个，根据提供的电路图已初步画好了PCB试验板，座等结果后购料仿制，到时还请大师指导。
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| | | | | | | | | 期待大神再次跟新呀！小弟在此板凳坐听学习哈!!!! |
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| | | | | | | | | 期待，我想做一个33V13A 33V 16A .没做过LLC，学习下！
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| | | | | | | | | | | | | 问楼上兄弟？
我的才装板调机，快的话一两周可以出来。
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| | | | | | | | | | | 可以到0.5以下，PFC关停，LLC的HV启动关断。
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| | | | | | | 这么久大家有没留意到原理图有下个脚位连错了，更正下，1399的2脚和3脚应互换下。
原理图一直没有更新到，说明下。
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PFC初步调试OK
外加Vcc，带灯泡，200W灯泡3个一串，2串
下一步LLC
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| | | | | | | PFC调试主要遇几个问题：
1，开机工作不正常，变频电源跳响
电流环检测不正常，开始用互感器检测，由于参数不对，至使CS信号不对，PFC线路处于不断启动状态
2，功率因数低，输入前的调压器很响
整流桥后电容量不够，从原224更换到105
3，带载功率低，有PF，输出电压低
电流检测限功率，加大过流检测点
至此，目前6只灯泡总功率约540W
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| | | | | | | 初调试好，略带载几分钟，摸MOS的D温度温热，说明损耗不大。
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| | | | | | | | | | | PFC正常了，是用电阻检测电流的。互感器没调试成功，有时间再弄一下
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| | | | | | | | | | | | | 恩，8月份就已经完了，模块化设计的，一个200w，扩功率直接并就可以了---
理论上一个简单的面板可以32个并，要是通信转到电脑，理论上能上千。。。。。。。。
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这个要找个机会试产才行啊
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| | | | | | | 60*260,根据元件大概Layout出来调试用，
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| | | | | | | 前面有计算步骤，LLC部份还在调，调完会再总结下。
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| | | | | | | | | | | | | 楼主精益求精和分享精神值得学习，很佩服，坐等楼主更新学习！
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| | | | | | | | | | | LC部份不费心，主要用在控制部份，HB、CS、PFC脚上。感觉有好也有不顺心的，烧了7PCS IC后，才对IC脾性稍有些了解。还好现在不管过流还是带载启动，IC不会烧，否则12PCS不够玩。
过功率调节这块目前还不太理解，现在产品功率调不大，只限到4.4A，算基本接近设计。
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| | | | | | | | | | | | | 请问功率调大后会出现什么问题呢？我也想做这个电路，感觉很适合用在我的音响功放上。但要求短时间要达到800W。不知是否可行。
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| | | | | | | | | | | | | | | 过功率由CS和FB两个点检测判断的，上面板受到限功率，再加大会保护掉。设计参数引起的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 听说这个芯片对MOS管的体二极管的恢复时间有要求，要小于300nS,我看了一些普通的mos的手册都比这大，是不是很难选择MOS管。还有能不能驱动Ciss大于5000PF的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | MOSFET我用的是FDP22N50N，1399灌拉流是0.5/1A，看你MOS大小看
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个管子的输入电容不算大2456~3200。但是漏源体二极管的反向恢复时间是472nS。那就要比300大了不少。STW25NM60ND这个管子的反向恢复小，只有160nS，输入电容也不大在2400~3000PF。我查了只有后面带ND的才小。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | mos管那体二极管导通以后，要么mos打开，要么电流自然下降到0，但是这都是一个管子的事啊，慢一点无所谓了，如果是发生ZCS的时候，那不管用啥ic，该BOOM还是得BOOM，哪怕你那是个50ns的二极管
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我想也是的。看你的调试好象也没什么影响的。我还有个问题想请教一下，就是我想做成两档电压，低档是正负25V，高档是正负50V，按你的理解不知这种电路能否有这个调节范围。（光耦和431由独立绕组18V供电）。不用加多串稳压管。把最佳工作点设在40V左右，是否可行呢？
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| | | | | | | LLC按常规的设计，也是预定最谐振频率，最低工作频率，K、Q也是相应计算。当然应用在1399上，主要差别是频际实际是靠它自已跑
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| | | | | NCP1654+NCP1399的主要特点在于：
1，待机功能由NCP1399控制PFC的工作
2，自适应功能，以往的IC是设定IC工作频率再由外围参数调整谐振；而NCP1399是根据外围参数来决运行频率，便于产品设计。
3，电流模式检测，对过载异常情况的处理优于电压模式
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| | | | | | | 节后更新完设计信息。
然后会再此基础上出一款标准产品。包括合适的成本、较优的数据，一句话性价比。
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| | | | | | | 关于1399调试细节：
1，芯片自调节功能，工作频率自动调整，所以LC参数只要基本合理，都能跑起来
2，芯片控制部份会要求较高，其过载和每一周期斜率检测一起，调整时要兼顾斜率和电位高低
3，芯片很敏感，调试易烧IC，留意HB脚安全
4，对PFC的控制，PFC的启动要调好，启动时预为1399--1654，要衔接好
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| | | | | | | 不知道这ic动态怎么样，手里有个120w的案子，打算试一把，看样子箝位的二极管是可以不要了？ |
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| | | | | | | | | 动态没试，箝位我的用上了。前面好多东西没试，打算改好板后细调下。 |
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