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ZVS反激(揭秘原理61,94,100,101楼,仿真实测波形123,124楼)

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rj44444
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副总工程师
  • 2017-8-3 11:54:32
先抛出这个主题,最近有一些思考,一些IC厂家也在做相关的IC开发,赶在IC出来前,用现有的IC结合一些外围电路来实现这个功能,验证一下效率收益。

本帖大概从如下几个方面来讨论:

1. 反激应用中MOSFET的损耗分析(40楼)

2. ZVS的实现方案(61楼,94楼,100楼,101楼)

3. 仿真与实验(123,124楼仿真实测波形)


小编:下图作为活动页面展示用,楼主可以自行调换,谢谢。
如果楼主的作品对你的研发学习和知识储备有了很大的帮助,欢迎点击活动页面http://huodong.21dianyuan.com/Originaldiy2017 投上你宝贵的一票吧!


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zhuliu09
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高级工程师
  • 2017-8-3 14:01:42
 
QR的准谐振,在特定的输入和输出条件下,是可以实现ZVS功能的,请知悉。
rj44444
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副总工程师
  • 2017-8-3 14:05:06
 
既然说到ZVS,当然不是玩QR。
zhuliu09
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高级工程师
  • 2017-8-3 14:43:13
 
用谐振来实现ZVS是很常见的手法。
难道你有什么特别的反激拓扑改进,可以不采用谐振来实现?
rj44444
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  • 2017-8-3 14:55:39
 
措施肯定有,还不止一种,这次,我会介绍一个简单易实现的方法。
hwx-555
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总工程师
  • 2017-8-3 15:53:44
 
不是谐振,QR也只算是低电压开通,如果有办法把这个电压降到零或可...
rj44444
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副总工程师
  • 2017-8-4 08:50:38
 
对,要把这个电压拉到零
YTDFWANGWEI
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  • 2017-8-3 14:23:57
 
那也是特定条件,就是尽可能增大振幅让他震荡到零?改变负载还会ZVS吗?
zhuliu09
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高级工程师
  • 2017-8-3 14:41:41
 
改变负载的轻重没事,只要不改变输出的电压就可以。
YTDFWANGWEI
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  • 2017-8-3 15:50:18
 
改变输入电压也不行吧?
rj44444
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副总工程师
  • 2017-8-4 08:53:30
 
不能靠自由谐振,需要一个强迫的振荡
zhuliu09
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高级工程师
  • 2017-8-4 10:18:32
 
强迫振荡?什么概念?
zhuliu09
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高级工程师
  • 2017-8-4 10:17:06
 
改变输入电压和改变输出电压对准谐振的振幅都有影响。
YTDFWANGWEI
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  • 2017-8-4 10:28:59
 
对啊,所以你说的ZVS只能针对特殊情况实现,楼主的电路应该是可以满足全工作范围的ZVS。
rj44444
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副总工程师
  • 2017-8-5 12:20:34
 
一定是独立于输入输出电压来实现zvs才有意义。
rj44444
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副总工程师
  • 2017-8-3 14:56:42
 
对,就是要想办法增大振幅,自由振荡的振幅被输出电压钳住了
tonyleu
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  • 2017-8-3 15:48:18
 
杰哥不是在华为吗?

admin
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管理员
  • 2017-8-3 16:36:14
 
看来都认识
电源小新
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  • 2017-8-3 17:08:39
 
貌似不在吧。。。。。。
XIAOTU80
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  • 2017-8-3 18:33:24
 
上电路来看看
rj44444
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  • 2017-8-4 08:52:37
 
后面慢慢上图,请关注
liaozhaocheng
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  • 2017-8-3 19:42:13
 
效率能提升多少?
rj44444
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  • 2017-8-4 08:51:49
 
在低频低压输入下,效率不会明显提升,主要针对提频应用,比如200K
liaozhaocheng
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  • 2017-8-4 09:47:47
 
提频会不会弄得EMC 不好整啊?
YTDFWANGWEI
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  • 2017-8-4 10:29:47
 
实现了ZVS,应该容易过EMC吧。
liaozhaocheng
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  • 2017-8-4 11:06:16
 
够软才行,最怕不软不硬的。
YTDFWANGWEI
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  • 2017-8-5 08:35:07
 
楼主说的是ZVS,不软不硬的话叫做QR。
lclbf
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  • 2017-8-4 11:13:07
 
ZVS不是没有开关损耗吗,应该可以提高效率吧?
rj44444
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  • 2017-8-5 12:19:46
 
ZVS在反激应用的关键收益可能不是降低开关损耗,而是解决了容性损耗。效率能不能提,就要看付出的代价是不是值得的。
rj44444
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  • 2017-8-5 15:04:15
 
1. 反激式应用中MOSFET的损耗
   借用这一楼大致分析一下,MOSFET的损耗主要包括如下几个部分:

1) 导通损耗
       导通损耗是比较容易理解的,即流过MOSFET的RMS电流在MOSFET的Rdson上的I^2R损耗。降低这个损耗也是大家最容易想到的,例如选用更低Rdson的管子,设计变换器进入更深的连续模式来降低RMS电流等。然而需要注意的是,Rdson和Q互相矛盾,最终,只能在两者之间找到一个平衡点。

2) 关断损耗
       关断损耗即MOSFET在关断状态下,流过MOSFET的漏电流和MOSFET承受的电压之积。通常这项损耗是大家忽略的,实际上也是完全可以忽略的。例如一个耐压600V左右的MOSFET,即便在150°C下,漏电流也仅仅是uA级的,带来的损耗也仅仅是mW级的。

   3) 开关损耗
       开关损耗包括开通损耗和关断损耗。开通损耗指的是MOSFET开通期间Ids上升和Vds下降交叉面积带来的损耗;关断损耗指的是MOSFET关断期间Ids下降和Vds上升交叉面积带来的损耗。
      不论是开通损耗还是关断损耗,主要是发生在米勒电容放电或者充电区间,即决定开关损耗的主要是米勒平台的时间以及开关频率。
      对于目前的反激式应用,由于开关频率普遍偏低(绝大多数低于100KHz),并且高压输入下CCM的深度很浅(对于全电压工作的电源,绝大多数低压CCM工作的,高压基本上工作于DCM或非常接近DCM),同时加上MOSFET的进步(CoolMOS和Super Junction大大降低了Crss),实际应用中MOSFET的开通损耗是比较小的。拿一个使用CoolMOS或Super Junction MOSFET的电源,驱动开通电阻从几欧到几十欧甚至上百欧变动,效率几乎不受影响。
      由于反激原边MOSFET关断发生在最大电流处,因此关断损耗通常比较可观。为了降低关断损耗,通常从加快关断速度上想办法。

   4) 容性损耗
      这里把容性损耗独立于开关损耗来讨论。容性损耗指的是MOSFET开通瞬间,DS间寄生电容通过MOSFET DS直接放电产生的损耗。我们经常可以看到原边电流波形并非一个理想的三角形或梯形,而是在开通瞬间存在一个电流尖峰,导致峰值电流控制模式的IC不得不做前沿消隐。
      从一个MOSFET的规格书中,通常可以看到两个可以用来直接估算容性损耗的参数,Eoss和Co(er)。拿英飞凌最新一代的CoolMOS IPD70R360P7S举例:
                          Eoss@400V=1.8uJ,Co(er)=27pF(Vds=0~400V)
      如果把Co(er)乘以Vds(400V)的平方再除以2,得到能量2.16uJ,和Eoss基本一致。
      比较简单的估算,如果开关频率f=100KHz,则Vds=400V下的容性损耗约:
                          Pco=Eoss*f=0.18W
      在实际应用中,这个损耗很可能是被低估的,有如下原因:
      首先实际应用中,264VDC输入下,输入直流电压374V,如果反射电压100V,那开通瞬间的Vds电压可能在374-100=274V(QR)到374+100=474V之间,即实际的Eoss可能大于或者小于规格书给出的值;
      其次实际应用中,MOSFET的DS间等效电容不仅包含MOSFET本身电容,还有变压器寄生电容,后者很可能大于前者,这种情况下,实际Eoss损耗会远大于计算值。

   5) 驱动损耗
      驱动损耗即Ciss的充放电损耗,计算方法如下:
                           Pdrv=Qg*Udrv*f
      通常应用下也被忽略,一方面由于MOSFET的进步,Qg有了显著的降低,一方面频率比较低。例如IPD70R360P7S,Qg=16.4nC(Vgs=0~10V,Vds=400V),驱动电压10V,工作频率100K下,驱动损耗仅为:
                           Pdrv=16.4*10*100/1000=16.4mW
      需要注意的是,与前面几项损耗不同,驱动损耗虽然是MOSFET的结电容充放电导致的,但绝大部分没有损耗在MOSFET上,而是损耗在驱动IC和驱动电阻上。


YTDFWANGWEI
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  • 2017-8-5 16:10:08
 
原边电流波形开通瞬间的尖峰,与MOS管的DS电容有关系吗?
rj44444
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  • 2017-8-5 16:57:30
 
就是节点电容的放电,包括但不仅是MOS管的寄生电容
YTDFWANGWEI
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  • 2017-8-7 07:58:48
 
MOS管DS之间电容的放电回路,不经过电流取样电阻,怎么会导致电流尖峰?
rj44444
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  • 2017-8-7 09:06:18
 
这个问题问到我了,一直没有深究,可以请教一下李工,@nc965,可能的原因是,节点寄生总电容中,MOSFET本身的寄生电容只是一部分。
nc965
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  • 2017-8-7 09:44:42
 
王总的意思还有你不知道的原因,没考虑进去。
YTDFWANGWEI
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  • 2017-8-7 12:43:15
 
不是,我是真不明白,因为很多地方看到,说导通瞬间电流的那个尖峰,是MOS管DS之间的 的电容放电导致,可这个放电时不会通过取样电阻的,怎么会在取样电阻上产生尖峰?
greendot
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  • 2017-8-7 13:48:08
 
那是MOS的输入电容的充电电流,也有一部分是变压器等的寄生电容的充放电流。
rj44444
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  • 2017-8-7 15:31:26
 
这样解释大致可以理解,即Sense电阻上的尖峰电压是MOSFET开通时Cgs的充电和Crss的放电产生的,并且主要是Crss放电。也就是说Coss的放电尽管形成了尖峰电流,但从外部测试是看不出来的。
greendot
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  • 2017-8-7 16:48:17
 
较真地,不能说是Crss的放电,是等效(1+Av)*Crss放电。
rj44444
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  • 2017-8-7 17:34:13
 
YTDFWANGWEI
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  • 2017-8-7 17:35:15
 
主要是谁?应该是不是MOS管输入电容吧?否则我将驱动电阻加大一些,这个尖峰就可以明显减小。
greendot
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  • 2017-8-7 18:34:09
 
Rg大了,充放电流尖峰自然是小了。
rj44444
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  • 2017-8-7 19:06:29
 
如果从现象分析,主要的应该是Crss,因为软开状态,这个尖峰是看不到的
greendot
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  • 2017-8-7 22:09:07
 
第一波的Cgs充电电流尖峰还是有的,跟着米勒平台出现时,米勒电容电流才出现,ZVS时没有米勒效应,这部分是没有。
zhuliu09
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  • 2017-8-8 10:12:58
 
为什么大家都把关注点放在输入电容或者CRSS上喃?
我反而觉得是变压器的寄生匝间电容导致的,在MOS开通的瞬间,变压器寄生电容将励磁电感短路,形成输入高压-变压器寄生电容-MOS管-电流采样电阻-GND的回路,这会导致有一个瞬间的电流尖峰,可以看做变压器的寄生电容充电电流尖峰。
如果是CCM模式,应当还要考虑输出整流管的反向恢复电流折射到原边,该电流也是要经过电流采样电阻的。
CRSS也会有影响,但不是主要部分。
CDS的放电电流不经过电流采样电阻,不应该有影响的。
greendot
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  • 2017-8-8 11:23:58
 
变压器等的寄生电容前面说了。
Cds(即 Crss)的放电电流为什么不经过Rsense ?
zhuliu09
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高级工程师
  • 2017-8-8 12:05:24
 
你管Cds叫CRSS?
那你管Cgd叫什么?
greendot
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总工程师
  • 2017-8-8 12:13:38
 
我看错了,以为你说的是Cgd (然后照抄Cds )。
zhuliu09
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  • 2017-8-8 12:33:09
 
要严谨。
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同问,Cds的放电电流为啥不流过采样电阻?
greendot
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  • 2017-8-8 18:05:15
 
Cds放电在MOS内部,不外流。
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  • 2017-8-8 20:18:11
 
可否详细点,不外流的意思是电流从D到S截止?光靠Rds消耗?有没有关于这块的资料,谢谢大神了
YTDFWANGWEI
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  • 2017-8-9 08:15:57
 
这个你自己画一下不就完了?要什么资料?COSS指的是哪里的电容,你自己画个放电回路一目了然。
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  • 2017-8-9 09:07:32
 
我知道Coss是什么电容,就是想不明白为什么不外流
zhuliu09
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  • 2017-8-9 15:11:42
 
你把Cds等效成一个平行板电容器,放电时,正电荷从上极板D经过MOS的沟道转移到下极板S,这样看,电荷是不是只在MOS内部流动呀。
YTDFWANGWEI
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  • 2017-8-9 08:15:07
 
我也在很多地方看到,说这个尖峰的罪魁祸首是变压器原边的匝间分布电容充电造成的。
rj44444
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  • 2017-8-9 08:42:02
 
我也更倾向于是节点对地电容引起的,Cgs和Crss不足以存储那么大的能量
荨麻草
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  • 2017-8-9 12:08:08
 
从仿真的角度看,是这样的,MOS结电容的影响反而没那么明显。
2.jpg
greendot
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总工程师
  • 2017-8-9 15:30:40
 
Ceq*dv/dt峰值确实可以很大,也可以很小。等效输入电容(Cin)电流峰值也只是Igate的峰值。比较电量的话,Ceq的是Ceq*Vds,也是可大可小,Cin的一般是几十nC ,

仿真里是用了Rsense吗,去掉它,直接 Probe Source 电流,各电流数值可能更大,因为Rsense对Vgs有负面影响。

还有,实际这个尖峰是不是呈现振荡?那些参数使然?
荨麻草
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  • 2017-8-9 16:47:57
 
哦,仿真时图省事儿,把漏感去掉了,加上漏感是震荡的。。。
1.jpg


由于平时几乎不玩flyback,也没有深究过,8.0支持spice模型,原理图随便搭的,参数也是随便取的,附simulation schematic

flyback test.rar

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greendot
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LV10
总工程师
  • 2017-8-9 21:57:18
 
漏感是不是应该"包"在电容CXFMR内? 即 CX//(Lk+Lm) 。
killaws
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  • 2017-8-10 08:48:24
 
QQ截图20170810084700.png
引脚和布线的寄生的电感
rj44444
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  • 2017-8-9 22:10:03
 
仿真好厉害!以后多多指教
wumingcaicai
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  • 2017-8-12 12:54:45
 
荨麻草,偶像也来了,厉害!
xueyiranpiao
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  • 2017-8-14 10:50:13
 
我是来听反激ZVS的,怎么看大家怎么都讨论起这个电流尖峰哪来的?
09年跟老师学习时,这个尖峰就很清楚了,借版主的光,说说我的见解。
CCM模式下:
1.是变压器匝间电容以及杂散电容在MOS管开通时,通过前面的储能电容形成路径造成,这个占绝大部分。
2.次级二极管反向恢复,这个占次要部分。
3.其他可以忽略的。
DCM模式下:
1.是变压器匝间电容以及杂散电容在MOS管开通时,通过前面的储能电容形成路径造成,这个占绝大部分。
2.其他可以忽略的。


powerniu
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初级工程师
  • 2017-9-12 17:54:06
 
导通的时候次级需要截止,反向充电的电流,还有寄生电容反向充电
zhangft123
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本网技师
  • 2017-9-24 22:24:57
 
这里ZVS能解决哪部分损耗?
rj44444
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  • 2017-9-25 11:47:36
 
上面提到过,开通交叠损耗和开关节点的容性损耗,后者可能是主要的。
nc965
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  • 2017-8-4 10:22:50
 
看看
q610860616
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高级工程师
  • 2017-8-4 10:35:41
 
有点意思,如果强迫振荡,EMC会好过吗?
清白之年
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本网技工
  • 2017-8-4 19:00:11
 
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nc965
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  • 2017-8-5 09:05:16
 
问题不在EMC,而在于:强迫振荡是要付出功率代价的,付出的代价是否能为ZVS提高的效率收回?如果两两相抵也没有价值,徒增电路复杂度而已。
YTDFWANGWEI
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  • 2017-8-5 10:20:03
 
楼主前面提到,在低频低压下,频率没什么明显提高,但对于高频,开关损耗会占很大比重,这个时候减小的损耗应该是较可观的。
nc965
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  • 2017-8-5 10:36:34
 
强制振荡需要注入的功率也是频率越高越费力
rj44444
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副总工程师
  • 2017-8-9 22:08:33
 
初步验证结果出来了,定频130k,230vac输入,19v3.42a输出,25%,50%,75%,100%四个负载,zvs比在谐振峰值点硬开效率提升0.6~0.7%,后续进一步提频,预计提升更明显。原理,数据和实验电路后面慢慢给出。
wumingcaicai
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本网技师
  • 2017-8-12 12:56:19
 
把原理给出来,大家帮你看看,看不会回有炸机的风险,我可是亲眼看到某人的板子冒烟了哦
rj44444
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  • 2017-8-12 13:10:28
 
100楼以及后面我提到的另一种实现方式,都是讲PWM控制器PWM信号延迟后再驱动MOSFET的,这带来一个缺陷,那实现延迟时间内,无法做到逐周期过流保护,一旦输出过流,短路等,都可能炸鸡
rj44444
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  • 2017-8-5 12:17:27
 
李工提到了一个非常关键的问题,注入能量用来抽取结电容电荷,从注入到抽取到回收,能量是有损失的。
老梁头
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  • 2017-8-6 09:29:35
 
利用电感来抽取和注入能量,可以减小能量的损失。电感和电容谐振然后加一个判断震荡到零的电路,自己是这么考虑的。类似
QQ截图20170806092834.png
rj44444
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  • 2017-8-6 13:32:28
 
老梁这个图怎么工作的没看明白,下面我要讲的不是这种方式。
nc965
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  • 2017-8-6 14:21:49
 
这样玩不出所以然
老梁头
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  • 2017-8-6 19:48:05
 
看来我想的不对,我只是想让它谐振的谷底更低一点,从而达到零压开启。跟着老师学习学习
greendot
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  • 2017-8-6 20:21:31
 
见过用这个变相加大漏感和Coss的方法来实现ZVS。
荨麻草
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  • 2017-8-6 23:00:27
 
单开关拓扑依靠寄生(外置)LC参数实现软开关,是比较困难的,在此基础上,加个有源吸收是可以做到ZVS的。 Active Clamp Flyback.png
定频控制,应力小,且能在很宽的输入输出、负载范围内,实现开关管的主开关管、辅助开关管的ZVS,附波形。


1.jpg




greendot
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  • 2017-8-6 23:55:20
 
似乎LZ的不是Active Clamp方法,因为这个不稀奇了。
荨麻草
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  • 2017-8-7 00:35:49
 
嗯,ACF是传统的方法了,这张图是针对44楼图回复的……楼主应该不是用的这种方法,在我有限的认知里,单管拓扑中,只见过正激可以不依赖辅助电路实现zvs,反激还没见过,拭目以待
nc965
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  • 2017-8-7 07:21:22
 
反激也很容易,Vr=0.5Vin_max 就行,前不久许工还发过专贴,说是批量也行。其实这样干的代价是开关电压应力增加到 2Vin_max 以上,与正激相当而已。
rj44444
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  • 2017-8-7 09:03:34
 
增大反射电压让它谐振到零貌似是可以实现ZVS,但应力是一个问题,另外宽输入范围下,问题包括占空比太大,副边电流太大;低压输入下反射电压会被原边开关管体二极管钳位,造成很大的损耗,等。
没有飞过的天空
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  • 2017-9-9 16:23:43
 
提示: 该帖被管理员或版主屏蔽
rj44444
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  • 2017-8-7 09:04:12
 
这里确实不考虑ACF的方法
rj44444
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副总工程师
  • 2017-8-7 15:27:15
 
2. ZVS的实现方式

    这一楼来讨论ZVS的实现。
    ZVS即在MOSFET驱动到来前,Vds电压已经为零了。由于节点电容上电压的存在,要实现ZVS,需要一个和励磁电流反向的电流流过变压器原边电感。传统的QR,由于退磁后变压器初级电感的初始电压即副边反射电压,振荡是阻尼的,因此开关节点可能达到的最低电压只能是Vin-Vor,能不能ZVS取决于输入电压和反射电压。对于宽范围输入,不太可能全输入范围实现ZVS;如果再加上宽范围输出(比如PD协议5-20V输出的适配器),ZVS的实现就愈发困难。

     为了实现这个反向的电流,对电感而言,只需对它反向励磁,有源钳位反激就是这样一个思路。

1.jpg

     相对于传统反激,有源钳位反激中RCD吸收不可控导通的D变成了可控导通的MOSFET,钳位电容容值远大于吸收电容。漏感能量存储在钳位电容中,在钳位电容上形成一个相对平稳的电压。在原边主MOSFET开通前,如果先将钳位管开通一段时间,原边电感将反向励磁,关断钳位管后,励磁电流方向不变,这个电流抽取结电容电荷,最后实现主MOSFET的ZVS。

    有源钳位的好处是不仅实现了ZVS,同时能够回收漏感能量,但从电路结构上,增加了一颗高边钳位管,控制IC需要高压浮区,成本大幅上升。

    本帖要讨论的ZVS反激,*准的是不改变传统反激电路基本结构,不增加额外的器件,仅从控制上想办法来实现。



liaozhaocheng
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  • 2017-8-8 19:35:09
 
逐渐转入正题
zkybuaa
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副总工程师
  • 2017-8-9 19:03:34
 
这段描述里,节点最低电压应该是vin+Vor吧?
greendot
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  • 2017-8-9 21:53:44
 
Vin-Vor 是对的。
rj44444
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  • 2017-8-10 16:59:16
 
那是最高
zkybuaa
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LV8
副总工程师
  • 2017-8-10 18:45:56
 
是我看帖不仔细,谢谢指正。
你在这一点的表述是正确的。
在MOS关断器期间,DCM模式下如果发生的是无阻尼震荡,MOS的漏极节点电压,是在Vin+Vor与Vin-Vor之间震荡。

rj44444
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副总工程师
  • 2017-8-10 21:14:48
 
    前面提到,为了实现ZVS,需要在原边管开通前,在原边电感上形成原边一个负电流,即原边电感需要反相励磁。ACF根本方法就是在原边电感上直接反相励磁,代价是必须增加一个可控开通和关断MOSFET。
    对于Flyback,变压器本质上是一个耦合电感,要在原边电感形成负电流,这反相励磁其实是可以从任一绕组上来操作的,因为关断后,能量可以从任一绕组释放。基于这个原理,ZVS的实现就变得相当简单了。试想一下,工作在DCM下,带有有同步整流的Flyback,如果副边退磁完成后同步整流继续保持开通,那么输出电压将会从输出绕组对变压器励磁,只要在原边开通前一定时间内关断同步整流,变压器内存储的能量就会寻找途径释放,而此时,它就会反抽原边开关节点电容形成负电流,只要励磁能量足够,反抽时间(同步整流关断到原边开通的死区时间)合适,就能确保零电压开通。
    当然,励磁可以在变压器上其他任何一个耦合的绕组上进行。


nc965
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  • 2017-8-10 22:20:23
 
聪明
wumingcaicai
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  • 2017-8-12 12:59:15
 
继续继续,搬凳子听课
rj44444
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  • 2017-8-12 13:06:39
 
    先上第一个原理图,是我前两年搭的一个实验电路,用一个定频PWM控制器配合一些数字逻辑电路,实现同步整流与原边驱动的互补输出,同时留有死区,这个电路经过验证,DCM下可以从副边同步整流倒灌,实现原边零电压开通。至于原理,相信大家仔细看看都能理解。
a.jpg b.jpg

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rj44444
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  • 2017-8-12 13:06:59
 
    100楼的这种方案有一个很大的问题,那就是之前李工nc965提到的,注入的能量损耗可能远超过ZVS带来的收益。

    同步整流如果与原边完全互补,那深度DCM下,反灌到变压器的能量可能远大于原边结电容存储能量,较大的能量在一来一回中损失了。接下来上另一个图,这种实现非互补的驱动,只是在原边开通前打出一个小脉冲,不多不少,正好能够抽干结电容能量就好。

a.jpg

b.jpg

没有飞过的天空
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  • 2017-8-16 08:31:33
 
@rj44444     偶遇ZVS反激大的讨论    受益匪浅     对于控制上单个小脉冲,这个是变化的还是不变呢   

rj44444
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  • 2017-8-16 10:51:16
 
这个从控制器都可以解决
rj44444
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LV8
副总工程师
  • 2017-8-16 19:59:47
 
如果是IC来实现,小脉冲的宽度必须是可变的,用于匹配不同器件,不同输出电压等,很可能的方案是检测原边是否zvs来自适应调节脉宽。
没有飞过的天空
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  • 2017-8-18 08:51:57
 
检测MOS两端的电压并不是什么好方法,检测原边电流的话也不行,难道是检测RCD那部分电压?还是多个绕组?
是不是应该检测次级的电流状态来判断?
至于实现ZVS的脉冲实际作用在次级上肯定是变化的,但是紧紧开启的话,可以利用死区时间开启。
rj44444
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  • 2017-8-18 10:01:42
 
检测电流没有用,你可能还没有理解原理。当然不一定要直接检测高压,辅助绕组电压也是可以的
没有飞过的天空
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本网技师
  • 2017-8-18 14:49:48
 
粗略的仿真了一下  给了个延时的定值。PWMA为3844发出来的波形,经过逻辑与延时电路,然后出PWMB(初级MOS驱动),PWMC(次级MOS驱动)



没有飞过的天空
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本网技师
  • 2017-8-18 15:00:58
 
公司网不让上传,晚上回去我再上传图片好了
没有飞过的天空
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本网技师
  • 2017-8-18 21:46:40
 
控制侧波形和仿真波形
控制侧.jpg
仿真的波形 .png
没有飞过的天空
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本网技师
  • 2017-8-22 13:30:25
 
这个图有问题   回头我再搞一下
rj44444
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  • 2017-8-25 18:48:40
 
我找个时间把波形放上来,现在手机传不上来
rj44444
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副总工程师
  • 2017-8-26 22:04:52
 
无标题.jpg
saber开环仿真波形图。 十分理想的ZVS。


rj44444
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LV8
副总工程师
  • 2017-8-26 22:07:53
 
101楼所示电路实测波形图(部分参数有调整)
无标题.jpg



nc965
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  • 2017-8-27 08:19:30
 
波形不自然啊兄弟
rj44444
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  • 2017-8-27 11:23:43
 
哪里不自然呢?还望李工指出
nc965
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  • 2017-8-27 22:28:29
 
这样就自然了
09.png
greendot
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总工程师
  • 2017-8-28 15:12:32
 
LZ的波形很正常啊,Vds一定会先充到Vin+Vor,然后才谐振到零,ZVS。当然能像李版的就最好。
nc965
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  • 2017-8-28 17:46:27
 
想办法应该可以实现
greendot
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总工程师
  • 2017-8-28 18:33:10
 
基于LZ的加点改变,还是另外不同的方法?
nc965
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  • 2017-8-28 21:14:18
 
看注入能量的时机提前一些行不行?在自然谐振的第一个下降期间注入能量,顺势把第一个谷底降到0。
rj44444
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  • 2017-8-29 07:03:24
 
自由振荡半个周期要大于能量注入时间和死区时间,应该有机会。
rj44444
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LV8
副总工程师
  • 2017-8-29 08:09:31
 
我的初衷是定频工作,低压输入定频ccm,高压输入定频dcm并实现zvs。强迫在第一个谷底作zvs必然是变频的。
呆头鹅
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  • 2017-8-29 10:57:44
 
一个周期内两次开关,两次的导通虽然都零开通,但两次都是硬关断,漏感能量要有两次吸收,是否划算?
rj44444
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  • 2017-8-29 17:42:38
 
这个zvs只能解决开通损耗和容性损耗,主要是容性损耗,关断损耗解决不了。
漏感的损失肯定是有的,但反灌能量很小,漏感损耗也十分微小。
效率的收益,目前针对130K已经有大概的数据了,上面有提到。
rj44444
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LV8
副总工程师
  • 2017-8-29 07:00:33
 
这种方式有点违背我的初衷,我希望的是定频工作,低压输入定频ccm,高压输入定频dcm,强迫到第一个谷底时作zvs必然是变频的。
nc965
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  • 2017-8-29 20:14:24
 
你这个方式CCM模式也是ZVS?看看波形?
rj44444
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副总工程师
  • 2017-8-29 20:24:37
 
ccm下就是普通硬开关。低压输入下,zvs的收益比较小。zvs只是解决提频后高压输入效率骤降的问题。

nc965
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  • 2017-8-29 20:53:07
 
那坚持定频有何意义?
rj44444
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副总工程师
  • 2017-8-29 22:06:24
 
这个问题找机会和李版详聊
xufuneng
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高级工程师
  • 2017-10-27 21:14:43
  • 倒数8
 
今天我也用pspice仿真了一下,波形和楼主124的图一样,就是开通原边mos时VDS还没有接近0。我想问一下,是不是辅助绕组反灌电流太小导致的。
rj44444
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  • 2017-10-28 11:56:47
  • 倒数5
 
注入能量不够或者死区时间不够,看波形
xufuneng
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高级工程师
  • 2017-10-28 20:10:34
  • 倒数3
 
死区是太小了,改大就ok了。要是高低压都可以才完美,变频的方案电路不好搭啊!
rj44444
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副总工程师
最新回复
  • 2017-10-30 12:33:15
  • 倒数1
 
这个最大优点就是定频,高低压都实现zvs完全可以,就看对系统而言是否是最有的
没有飞过的天空
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本网技师
  • 2017-9-9 16:22:24
 
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chenwei615743364
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  • 2017-9-9 14:26:54
 
你这个反灌的一下对EMC有没有影响
rj44444
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  • 2017-9-10 10:30:24
 
多少会有,但是dv/dt小,应该可以不考虑,还没有实测
JamesHacker
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  • 2017-9-9 14:48:43
 
搬凳子慢慢听课
之前没搞过ACF,那ACF的相关检测是怎么样实现的呢
rj44444
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副总工程师
  • 2017-9-10 10:31:51
 
可以直接检测vds电压或者辅助绕组电压
xufuneng
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高级工程师
  • 2017-10-26 21:38:11
  • 倒数10
 
这和QR区别不大,此设计抽走MOS结电容能够使VDS降为0或者更低?
nc965
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版主
  • 2017-10-27 17:00:02
  • 倒数9
 
区别大了。特别是高压时,2个效率点吧。
rj44444
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LV8
副总工程师
  • 2017-10-28 11:55:56
  • 倒数6
 
看MOS的水平和频率吧。
gxg1122
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  • 2017-8-17 17:27:28
 
多谢楼主指出这个存在问题,经验领教了。谢谢分享
rj44444
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LV8
副总工程师
  • 2017-9-2 14:42:57
 
这个验证版本的PCB图,由于384x电流控制模式在轻载下极易受到干扰,特别是频率升高后,发波出现间歇,验证版本改成了电压控制模式的UCC25705,PCB没有更新

a.jpg

b.jpg
a.jpg
b.jpg
chenwei615743364
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LV6
高级工程师
  • 2017-9-9 14:25:54
 
PCB画的不错
chenwei615743364
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高级工程师
  • 2017-9-9 14:23:40
 
这个注入能量得损耗有多大,有没有一个大概的值。
rj44444
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LV8
副总工程师
  • 2017-9-10 10:33:22
 
注入能量的利用率没有计算过,但从整机看,效率是有收益的
suifengpiaoyangfu
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助理工程师
  • 2017-9-24 23:06:50
 
100和101楼里用了各种小芯片,每个都得查一下大概啥用途
为啥LZ可以信手捏来
工作一直考虑buck,反激的好多细节都忘了
rj44444
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副总工程师
  • 2017-9-25 11:46:41
 
都是些普通的逻辑门和标准的驱动IC
chenwei615743364
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高级工程师
  • 2017-9-9 14:25:03
 
好东西,有时间慢慢消化,这个有没有实际生产过?

zhuliu09
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高级工程师
  • 2017-8-16 15:30:20
 
你这个想法和浙江大学张军明教授在09年提出的方案一模一样。

专利.JPG
rj44444
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LV8
副总工程师
  • 2017-8-16 19:57:00
 
你指的是有源钳位反激的理论,本来是非常成熟的理论。本帖讨论的不是这种实现方式,当然,也不是楼主首先想到的方法。
nc965
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  • 2017-8-16 20:46:03
 
09年的专利,好多水分,这个应该不是首创,而且跟楼主不是同一个方案。
rl
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LV6
高级工程师
  • 2017-8-18 07:52:06
 
这种控制方式飞利浦在九十年代申请专利.叫双向反激.
rj44444
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  • 2017-8-21 09:59:01
 
是的,这个现在应该是nxp的专利
boy59
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LV8
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  • 2017-8-29 23:00:24
 

双向反激.png
把变压器次级的负载都映射到初级来看,上面两种电路非常相似。图(b)双向反激的同步整流管同时也是钳位管,输出电容Co同时也作为钳位电容,除了不能吸收变压器的漏感外各方面都要优于图(a)有源钳位。技术难点应当在控制上,看楼主是如何实现的。
rj44444
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副总工程师
  • 2017-8-30 14:49:30
 
acf的另一个好处是可以通过谐振参数的设计使得副边电流波形不再是三角形,有效值电流会低很多。
我这边只是通过一些逻辑电路来实现这个功能并验证不同频率下的效率收益,完整的控制方案,有待IC厂家来做。
真武阁
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副总工程师
  • 2017-10-18 22:20:19
 
我有个疑问:又用什么来保证S2的zvs呢,如果不能保证,那么这种非0开关损耗只是转移了而已(虽然可能不一定是完全对等转移)。
rj44444
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副总工程师
  • 2017-10-19 12:46:29
 
没有必要保证完全ZVS,开通电压足够低就可以了。容性损耗是电压平方关系,比如从400V的硬开优化到100V的硬开,也就很好了
rj44444
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副总工程师
  • 2017-8-7 08:54:21
 
荨麻草兄也来了~有源钳位的办法确实是可以实现ZVS的,但控制比较复杂,成本也太高,轻载效率的处理也会比较麻烦。
xufuneng
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高级工程师
  • 2017-10-28 19:29:16
  • 倒数4
 
愿闻其详。
没有飞过的天空
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本网技师
  • 2017-9-9 16:23:08
 
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nc965
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  • 2017-10-28 23:01:44
  • 倒数2
 
关注一下荨麻草兄弟的这个仿真,有saber文档否?
admin
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  • 2017-8-21 09:39:32
 
欢迎老梁头
rj44444
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副总工程师
  • 2017-8-5 12:17:59
 
和EMC没有直接关联。
long609689209
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  • 2017-8-5 09:23:45
 
做个标记,听课
a422877308
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  • 2017-8-5 17:24:22
 
听课听课
wumingcaicai
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本网技师
  • 2017-8-12 13:01:13
 
楼主继续更新,坐等更新啊
yutian378
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助理工程师
  • 2017-8-14 16:24:21
 
留名,回帖是美德。学习学习
清水也会醉
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初级工程师
  • 2017-8-23 23:09:10
 
听杰哥讲课,受益匪浅!
笑嘻嘻liuqi0310
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助理工程师
  • 2017-8-27 19:54:09
 
听课学习,值得好好研究
dxsmail
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副总工程师
  • 2017-8-28 09:11:58
 
关注一下。。
清水也会醉
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初级工程师
  • 2017-9-3 20:44:18
 
标记,听课!
xwfeng2009
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本网技师
  • 2017-9-6 10:16:07
 
大约看了一下,好贴,晚上有空好好来学习一下。好贴!
wjl983225
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本网技师
  • 2017-9-20 14:36:29
 
学习中
ztao2016
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本网技师
  • 2017-9-20 21:02:18
 
楼主,ZVS励磁的时候与次级绕组形成正激,对输出纹波电压影响大吗?
rj44444
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副总工程师
  • 2017-9-21 08:40:31
 
这个问题很有意义。ZVS励磁器件,对应绕组和输出绕组以及VCC绕组都是正激关系,但由于输出电容大,VCC绕组电流小,而ZVS励磁电流大(相对VCC绕组),滤波电容容量小(相对于输出绕组),因此ZVS绕组一旦开始励磁,由于励磁电压掉得较快,VCC整流管和输出整流管马上就截止了,也就是说正激的左右十分微弱。
nc965
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  • 2017-9-21 08:50:14
 
揭秘原理61,94,100,101楼,仿真实测波形123,124楼
最后总结在几楼?
rj44444
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副总工程师
  • 2017-9-21 09:19:56
 
还未来得及总结,这几天空了马上补上!
gogo123
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本网技师
  • 2017-9-22 16:58:38
 
搬凳子听课,谢谢楼主无私分享,期待楼主继续
木易霖霖霖霖霖
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本网技师
  • 2017-9-23 15:12:46
 
好贴,下来要好好学习
ttoto
  • ttoto
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本网技工
  • 2017-9-25 20:43:16
 
奉旨顶贴,自己已经做得越来越偏软件了。
gogo123
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本网技师
  • 2017-9-27 10:13:00
 
期待更加深入的分析,尤其后面EMI会怎样?
rj44444
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LV8
副总工程师
  • 2017-9-27 21:43:53
 
EMI目前还没有摸底,从原理上分析,应该不会比常规flyback差
D2525193
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本网技工
  • 2017-9-29 18:00:24
 
好贴,继续关注
D2525193
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本网技工
  • 2017-9-29 18:00:51
 
好贴,继续关注
ZhjKGDY
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高级工程师
  • 2017-10-19 00:07:09
 
这是什么仿真软件?
rj44444
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LV8
副总工程师
  • 2017-10-19 12:47:07
 
saber
znz23456
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高级工程师
  • 2017-10-25 07:39:59
 
学习下,感谢分享
yby123
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高级工程师
  • 2017-10-27 22:47:13
  • 倒数7
 
ZVS反激即所谓零电压开关,非常是适合初学者入门。
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