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未解决

817+431 彻底攻破

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hao270431700
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LV3
助理工程师
  • 2018-3-6 11:51:12
100问答币
113.png
图1



126.png
图二



想了解下,图一,图二的R18有什么区别

这2幅图  都是输出19V的
这个817供电,跟431 阴极 供电,电阻是怎么算的,求指正,个人理解如下,不知道对不对




图一的算法
光耦的限流电阻
设定光耦:电流 20mA,输出19V
则:19/950 =0.02,R17为950欧
431阴极限流电阻
设定431:电流10。817压降1.2V
则:(19-1.2)/1750=0.01  R18为 1K75欧




图二的算法

光耦的限流电阻
设定光耦:电流 20mA,输出19V
则:19/950 =0.02,R17为950欧
431阴极限流电阻
设定431:电流10mA。
则:19/1900=0.01  R18为 1K9欧





这两个图的算法到底有没有区别,这两个期间,一般设置在多少比较好,说明书上说,431范围1mA-100mA,  817范围 50mA 还是有就是这样算对不对,迷惑啊····求大神解答,设置过程。

nc965
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  • 2018-3-6 12:32:23
 
没有彻底攻破?
来自变压器
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LV4
初级工程师
  • 2019-6-12 12:30:18
 
求大神总结一下,有些看不懂呢
nc965
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  • 2019-6-12 14:41:14
 
94楼
qiouchen2
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高级工程师
  • 2020-1-6 10:02:33
 
您好!
  我想问下关于取值的问题,我这样取值有问题吗,为什么我的431基准才0.6V  稳压二极管是24V和30V的
QQ截图20200106100015.png
nc965
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  • 2020-1-7 00:50:24
 
拿掉齐纳再议,或者拿掉431,二者只能居其一。
qiouchen2
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LV6
高级工程师
  • 2020-1-7 16:07:01
 
拿掉431,和稳压管什么意思啊,这个光耦是接到反馈脚去的。
nc965
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  • 2020-1-7 18:56:18
 
qiouchen2
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LV6
高级工程师
  • 2020-1-8 16:14:11
 
那431的工作电压不是最高36V吗,那稳压管不能去掉吧。不能直接用电阻吧
nc965
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  • 2020-1-8 16:55:21
 
deep_thought
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LV8
副总工程师
  • 2018-3-6 13:20:29
 
即使431的R脚电压低于参考电压2.495V时,431也需要一个小的偏置电流给其稳定工作,对于普通431,一般这个偏置电流是最大1mA, 这个值在其规格书可以找到。
R18的存在就是为了提供这个偏置电流的。其目的是在提供431的最大可能偏置电流时,光耦不至于导通(光耦二极管导通的门槛电压是1.2V左右)。
明白了以上两点后,你就彻底攻破了。
hao270431700
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LV3
助理工程师
  • 2018-3-6 17:13:50
 
具体要怎样计算,求计算过去,展示。
L1BB
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LV6
高级工程师
  • 2018-11-5 19:36:34
 
是最大偏置电流
冬雪腊梅
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LV3
助理工程师
  • 2018-3-6 13:59:08
 
楼主的光耦pc817的仿真模型在哪下载的,能给我发一下么,我上官网没找到这个的模型
hao270431700
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LV3
助理工程师
  • 2018-3-6 17:44:22
 
自己画的!
冬雪腊梅
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LV3
助理工程师
  • 2018-3-6 19:00:20
 
有没有建立仿真用的模型,能不能给我传一下,自己的仿真里面就差光耦了,网上找不到仿真模型啊
nc965
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  • 2018-3-6 20:43:56
 
f9.jpg
wszdxp2004
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LV8
副总工程师
  • 2018-3-6 14:02:07
 
图2的R18插入损耗  比  图1的R18插入损耗大,所有较少有人用,多数用图1方案,
R18的作用如3楼所说,是光耦不导通时,给431一个最小工作(偏置)电流,使431工作稳定。
xkw1cn
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  • 2018-3-6 14:32:31
 
下图的R18放置方式虽然可以用;但是不合理的方式。
就按楼主说,旁路光耦为431提供静态电流,那为啥要把限流电阻也包在其中?
hao270431700
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LV3
助理工程师
  • 2018-3-6 17:15:27
 
那就是说,以后,用图1的走线方式比较好!
hunter4051
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LV8
副总工程师
  • 2018-3-6 16:20:01
 
设定电流感觉有问题,20mA和10mA确定没颠倒?
何仙公
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  • 2018-3-6 17:04:06
 
娃娃呀,你攻破了啥?
光耦5mA工作挺好的,别被别人卖了,还数钱
hao270431700
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LV3
助理工程师
  • 2018-3-6 17:19:40
 
光耦设置5mA,那就是 19/3K3=5.7mA不会吧,光耦要那么大的电阻,确定光耦正常设置在5mA




何仙公
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  • 2018-3-6 19:13:57
 
我的意思是不要让公式套住自己,把握好上限和下限就好。彻底攻破这件事还是彻底放弃为好。节约时间
hao270431700
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LV3
助理工程师
  • 2018-3-6 20:13:55
 
理解你的意思,主要是老有因为环路设置的问题引起噪音,所以很烦躁,想彻底学明白·····
cyx7610
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LV10
总工程师
  • 2019-1-26 21:25:57
 
是这样的。
XIAOTU80
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版主
  • 2018-3-6 18:06:13
 
关注一下了
hao270431700
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LV3
助理工程师
  • 2018-3-6 20:16:27
 
经过一天论证,跟查资料,制作出一下表格,不知道这个表格计算的对不对,期待高手核对 嘻嘻嘻.png


何仙公
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  • 2018-3-6 23:22:40
 
上面一个50ma  下面一个20ma  2人正在打脸,烦请劝架!!!
hao270431700
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LV3
助理工程师
  • 2018-3-7 18:34:07
 
没打起来·····谁打起来了····
盛开的色拉酱
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LV6
高级工程师
  • 2018-4-18 10:02:00
 
CTR不是电流传输比吗,这里直接用二极管极限电压直接除以CTR得到电流,我不理解
X][5NQH{3S2N]K4[7SAB4)C.png
盛开的色拉酱
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LV6
高级工程师
  • 2018-4-18 15:07:33
 
那个是极限电流,楼主笔误了,其它一切OK
hit158
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LV6
高级工程师
  • 2018-10-23 10:53:17
 
-没问题吗??
Imax> (15-2.495-1.2)/R
R> (15-2.495-1.2)/Imax
怎么是小于呢??
GAOyang110
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LV6
高级工程师
  • 2019-6-10 23:27:51
 
如果R取大了,在ctr下限的时候,还能满足光二极管的最大电流么
sunwel4305
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LV6
高级工程师
  • 2020-7-2 10:06:51
  • 倒数10
 
同样的问题,还是没有理解,电压/CTR=电流???
那人在静思湖吧
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LV6
高级工程师
  • 2019-7-15 21:21:11
 
仁兄这工作习惯不错呀,跟我一样喜欢搞个excel,你这个表格能用么
Coming.Lu
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  • 2018-3-8 12:14:44
 
图2 的 R18接法不可取。
值很不好选。
何仙公
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  • 2018-3-8 13:58:30
 
哪方面的为难?
Coming.Lu
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  • 2018-3-8 15:35:57
 
值取小了,431电流太大,损耗大。
值取大了,431保证不了那个基本的0.5mA电流。
何仙公
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  • 2018-3-8 15:47:02
 
就这点损耗也计较!毛毛雨啦
Coming.Lu
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  • 帖子:15825
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  • 2018-3-8 15:54:33
 
拉个数据出来算一算再说。
前题是,保证那个基本的 0.5mA电流,也要保证光耦的动态范围一样宽。
如果不保证,那没什么可谈的。
何仙公
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  • 2018-3-8 16:56:36
 
不会算
Coming.Lu
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  • 2018-3-8 17:01:15
 
不会算又怎么能知道是毛毛雨呢。
你一定会算。
何仙公
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  • 2018-3-8 17:06:42
 
我总是随便装个,空载电压不跳就行。看电压下菜
Coming.Lu
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  • 2018-3-8 19:46:00
 
我都是1k直接并光耦,20年不变。
能源消耗
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  • 帖子:2119
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LV8
副总工程师
  • 2018-10-22 08:22:51
 
这个电阻是提供431的内部供电,满足1mA最低要求,为什么打死要1K能,根据输出电压高低选值。
Coming.Lu
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  • 帖子:15825
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  • 2018-10-22 12:02:04
 
因为这个电阻上边大约就1.1V,高不了。
nc965
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  • 2018-3-8 19:52:14
 
实际上这个电阻主要还是匹配原边的。
何仙公
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  • 2018-3-9 08:22:09
 
匹配到原边?李兄你没有喝高吧
nc965
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  • 帖子:20019
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版主
  • 2018-3-9 10:09:48
 
不知道是故意还是偶然,TL431与PC817实际上是高度匹配的。
这是PC817的传输特性:
D5FFF92BCCFFE0E2DF76FD22CC19F7FF.jpg
显然,其最佳线性工作区域1~15mA,电流传输比100%附近,也正是TL431的最佳工作区域,正好匹配,一般无需修正。
而100%附近的电流传输比是不是原边需要的?这才是需要匹配的。
如果原边是有源的,一般原边COMP电流源均在1mA或更少,甚至有少到100uA以下的(看芯片)。
如果原边是无源的,电平信号使用,则需要的电流可能更少。
无论何种情况,你按1~15mA100%传过去都偏大,因此才需要这个电阻分流与之匹配。
有时候所需电流太小无法匹配过去(或者传输特性恶化),认为必要时也可以在原边补电流匹配。
这些事情做好了,才谈得上环路补偿问题。
楼主想彻底攻破431+817,得吃透这些实质内容才行,彻底吃透,就彻底攻破了。

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何仙公
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  • 2018-3-9 11:22:19
 
同样是看光耦角度怎么就不同呢?
MAP}A1OR(AOO_S[41QLC[6Y.png
nc965
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  • 2018-3-9 11:27:07
 
这个只是发光二极管的VA特性,相当于MOS的寄生二极管的VA特性对MOS应用的参考意义,与器件主要的应用参数相比,一般是不重要的。
何仙公
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  • 帖子:1588
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  • 2018-3-9 11:28:20
 
IC的FB脚1.8V以下进入绿色模式,常规工作电压一般1.8-7V不等(不同IC电压限制不一样)
所以5MA-10MA都是比较好的线性区域,20MA 已经很差了。
至于光耦反馈比和ic的关联,还是必须1比1.我认为并没有特别的规定。
至于李兄的看电流模式,我反正不看,ic和光耦的内部线性关系是计算不出来的,至少计算和实际不一样。电压是个不错的物理量。
nc965
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  • 帖子:20019
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  • 2018-3-9 11:36:40
 
5~10mA是哪的?431的?817的?原边的?要看仔细,否则很容易掉坑里。
何仙公
  • 积分:8730
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  • 2018-3-9 11:37:42
 
431的
nc965
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  • 帖子:20019
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  • 2018-3-9 11:39:10
 
建议你也看看817两边的电流,可能是环路的关键,至少原边的电流是明确的设计参数。
何仙公
  • 积分:8730
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  • 主题:29
  • |
  • 帖子:1588
积分:8730
版主
  • 2018-3-9 11:50:39
 
曾经有人断言光耦压降1.2V 431基准2.5V 所以做不出3.3V的电源。但是好像没有那回事
何仙公
  • 积分:8730
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  • 主题:29
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  • 帖子:1588
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版主
  • 2018-3-9 11:53:18
 
换个思路来破你的电流依赖症

H4$5V7]XWDNFD]QFQ05P(]M.png
何仙公
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  • 主题:29
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  • 帖子:1588
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版主
  • 2018-3-9 11:54:21
 
按照分压公式,1K上电阻的有多大的电压。实际有吗?
nc965
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  • 帖子:20019
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  • 2018-3-9 12:01:28
 
所有目的都是在原边得到3V左右的电压,你先破这个。
何仙公
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  • 帖子:1588
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  • 2018-3-9 14:08:48
 
IC内部什么结构依然不知,半导体呈现非欧姆定律状态,用电流或者说是光耦反馈比算不出电压来。
nc965
  • 积分:63866
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  • 主题:114
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  • 帖子:20019
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  • 2018-3-9 14:13:08
 
可能算不出来,但是测得出来,你必须满足环路中所有3个芯片(而不是2个,更不是只有431这1个)的信号规范。
何仙公
  • 积分:8730
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  • 帖子:1588
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  • 2018-3-9 14:32:53
 
那么假如PC817A  得到是3V的FB电压,换PC817C, 电压会变9V吗?
nc965
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  • 帖子:20019
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  • 2018-3-9 16:59:59
 
这要看你如何得到这3V的,如果得到3V的时候你某个环节已经处于线性范围边缘,意外情况总是会发生的。
即使你所有参数都恰到好处,PC817A换PC817C也没有问题,还是3V,但是你把3842换成6562一定有问题,需重新匹配。
何仙公
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  • 2018-3-10 08:20:03
 
计算和结论不相符,那么计算的意义在哪里呢。如果你说的某个环节,然而就是那某个环节造成的计算结果功亏一篑呢?
nc965
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  • 2018-3-10 09:46:46
 
不知道你想表达什么?我也没说一定要计算,只是说一定要匹配,环路中每个环节,包括与原边匹配,你认为不需要,那就是错误的。这种思路上的差异,少说为宜。
Coming.Lu
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  • 2018-3-10 11:59:39
 
时不时就听说这样的事:
换了另一品牌的光耦,或换了另一品牌的431,就不稳定了。


nc965
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  • 2018-3-10 16:26:42
 
刚刚才匹配了一个原边:
D5FFF92BCCFFE0E2DF76FD22CC19F7FF.jpg
何仙公
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  • 2018-3-10 20:10:15
 
太模糊了 什么也没有看到
nc965
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  • 2018-3-10 20:31:37
 
就是要匹配原边的意思,此君搞几天了,一筹莫展,就是没匹配原边
何仙公
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  • 2018-3-10 20:45:32
 
你怎么要他弄得
nc965
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  • 2018-3-10 21:21:27
 
就是去匹配你说不需要匹配的原边电流
有时候所需电流太小无法匹配过去(或者传输特性恶化),认为必要时也可以在原边补电流匹配。
何仙公
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  • 2018-3-10 21:59:40
 
我只知道光耦并1K,会 过冲!
未必1k就是最佳
nc965
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  • 2018-3-11 11:07:34
 
说了,这个电阻主要还是匹配原边电流的,当然也要兼顾817信号规范,只考虑817和431匹配的话,不用这个电阻最佳,刚好匹配。用不用?用多大?要看副边,也要看原边。
需要给你举个例子吗?
何仙公
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  • 2018-3-11 18:56:09
 
那就举憋!
nc965
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  • 2018-3-12 09:50:00
 
53楼案例,输入50~80V反激14W电源,最常用芯片TYN278,典型电路:
D5FFF92BCCFFE0E2DF76FD22CC19F7FF.jpg
反馈回路按图配置,输出不稳,变压器乱叫,波形惨不忍睹,环路严重失调。
反复调整变压器、反复调整副边(R4\R6),无果。
查芯片资料,其反馈端EN/UV内部电流源电流115uA
D5FFF92BCCFFE0E2DF76FD22CC19F7FF.jpg
从32楼所述可以看出,虽然PC817的输出电流小于建议值(750uA)仍然可能是线性区,但115uA与其相比显然是太小了,进入了截止区,环路因此失调。
其中R4的存在,一方面使PC817的输入电流减小从而匹配所需较小的输出电流,另一方面使VR3(通常是431)的电流不至于太小而失效。
调整R5=510k(R4=1k),按最低50V输入电压计,大约使原边电流加倍,达到200uA以上,因而进入PC817线性区,环路立刻就稳定了
200多uA虽然使PC817进入了线性区,仍然偏离建议值太远,应该处于线性区边缘,不是最佳。
于是,最后敲定参数是R5=100K,R4拿掉,由此得到原边副边电流更为匹配,环路最稳,线性范围更宽。OK?
何仙公
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  • 2018-3-12 14:04:10
 
R5是过欠压的电阻吧?
nc965
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  • 2018-3-12 15:14:02
 
R5就是原边电流补偿电阻,可用可不用,不用的话(典型电路之一),需按115uA匹配,要用灵敏度更高的光耦匹配,比如PC123。
为什么这个芯片电流这么小(还有更小的)?因为它是源极驱动,VCC供电紧张,内部耗电不能太大。
何仙公
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  • 2018-3-12 15:30:54
 
我记得这电阻是过压 或者是欠压的,精准度不咋地。嫌光耦副边电流不够的话,我会减低电阻,或者加大稳压管封装规格。
nc965
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  • 2018-3-12 15:37:14
 
那就远还没有攻破
何仙公
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  • 2018-3-12 15:56:02
 
你也没有破啊
何仙公
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  • 2018-3-12 16:01:50
 
按照你的立论,正确的开启方式不应该是
1,稳压管电流,串电阻限制电流
2.光耦反馈比:副边电流反馈到原边。
3。和ic的FB脚参数对比
4.引VDD电流补偿。
这样才构成你一套完整版的理论。目前只有3步和4步。并没有形成完善的数学逻辑
nc965
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  • 2018-3-12 16:19:04
 
这样给你说吧,光耦内部就是个发光二极管,这个理解吧?发光二极管是非线性器件,它一定有个不能点亮的阈值,不是任意小的电流都可以点亮的,当电流太小点不亮时,光耦进入无光无耦的状态,它就不再是光耦,环路就会失调。
多大电流才能点亮呢?上述案例那颗817(其他817不能肯定)表现为0.2mA,接近极限(阈值)了,因此PC817手册才建议你最小要1mA才妥。
如果还不理解,建议随便找个发光二极管在黑暗环境里仔细观测。无论啥规格的发光二极管,它一定会在低于1mA的某个电流值彻底熄灭。
光耦光耦,一定要有光才能耦,又不是啥高深理论,很容易理解,何需立论探讨?
何仙公
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  • 2018-3-13 08:23:26
 
那么得出结论,还是凭个人经验,和IC特点。并无彻底攻破的完美套路
nc965
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  • 2018-3-13 08:36:53
 
个人经验是不要凭经验,更不要凭想当然,而要凭数据手册、器件特性,基本原理。这些东西只要彻底吃透,即可彻底攻破,不再纠结。
thx
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LV6
高级工程师
  • 2018-7-2 15:32:57
 
敲定参数是R5=100K,R4拿掉,由此得到原边副边电流更为匹配


R4拿掉做啥,不拿掉R4不是更利于PC817的最低输出电流保证么
nc965
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  • 2018-7-2 21:56:09
 
拿掉就是无穷大阻值的意思,使817电流更大些,更偏离截止区。
817输出侧:50V/100K+115uA=615uA,这样输入侧以及稳压管就很接近1mA了,可以不用R4。当然用也可以,要降低效率。
MyloverHlyn
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LV8
副总工程师
  • 2018-12-18 13:59:28
 
请问R5可以直接接VCC吗?

nc965
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  • 2018-12-18 16:20:06
 
可以而且应该,如果有VCC的话
MyloverHlyn
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LV8
副总工程师
  • 2018-12-18 17:12:08
 
感谢李版回复。
再请问下,现在有个客户对环路稳定性的判据比较严格,因此想把光耦自带的极点频率提高,有没有好的办法可以做到的?


CK2727205032
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LV8
副总工程师
  • 2018-10-18 14:08:16
 
李版,那副边的电流是多少?
我感觉VR3稳压管11V是不是大了?
nc965
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  • 2018-10-18 15:11:46
 
嗯,这个也有个最佳值问题,串个电阻可获得其他好处,电阻上也有压降,与齐纳电压之和才对应输出电压。
hit158
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  • 2018-10-23 10:55:41
 
拜读  受益良多
但是有个不解:
是不是动态运行的时候,光耦初级工作电流只有 几百UA 左右 ,
但是楼上为什么设计都考虑 5~10ma呢
,这个是基于什么考虑的么呢
nc965
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  • 2018-10-23 11:21:48
 
因为:
光耦初级(副边)工作电流几百UA  ,是为了使其次级(原边芯片)也得到几百UA
光耦初级(副边)工作电流几百UA 较之需要匹配的431截止电流显著偏小,因此要并电阻分流,才能使431工作电流大于其截止电流1ma
这个电流大了会降低效率,小功率电源1~3mA即可,但这需要更加精心地匹配,即使保守(偷懒)一点,也就2~5mm。5~10ma是出于过于偷懒的考虑,于效率不利,还可能因为(431)发热大而降低精度和可靠性。
ruohan
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LV8
副总工程师
  • 2020-1-9 15:21:58
 
PI有宽TOP248在调试反馈的时候也会出现光耦和前级静态工作点不匹配的问题,会造成低压输入,轻载输出的时候,输出工频纹波超标,不知道有没有办法消除。
nc965
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  • 2020-1-9 16:28:41
 
正好参考此贴应对之
wangshixin1016
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LV2
本网技师
  • 2020-3-3 21:37:38
 
借着此层问一句,我用的片子原边是有源的,3V串15k电阻(片内不可调),也就是你调整的这个电阻R5,所以我原边最大电流可能只有200uA。
所以我这种情况,想匹配原边电流是不是只能在副边补一路来保证431稳定,然后根据最小CRT调整iF匹配过去就可以了?
希望老师看到后能回复我,我调了一个月了,因为不匹配的问题片子burst模式,变压器哇哇的。。。。
谢谢谢谢!
nc965
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  • 2020-3-3 22:04:54
 
64楼
wangshixin1016
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LV2
本网技师
  • 2020-3-6 22:29:04
 
64楼建议使用低CTR光耦,我的光耦原边上拉电阻15k到3V,电流太低了,VCE需要大于1.1V片子才正常工作。就算传输比30%,副边发光二极管还是容易截止,这还没考虑温度。。。抓狂抓狂抓狂
nc965
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版主
  • 2020-3-7 08:51:07
 
64楼不是低CTR光耦,而是高灵敏度光耦,发光二极管电流可低至0.1mA。
12.png
不防上图看看。什么鬼能让你抓狂?
能源消耗
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LV8
副总工程师
  • 2018-10-26 14:38:59
 
小问题没有好说的
Coming.Lu
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  • 2018-3-10 22:57:57
 
嗯,在初级加电流这事我干过。
10年前玩的LLC,因光耦拉的电阻太小(电流太小),另加了一个上拉电阻。
当时,为了不影响IC,还加了一个二极管隔了一下。
sunwel4305
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LV6
高级工程师
  • 2020-6-29 22:05:34
 
李总您好,这个匹配怎么个匹配法,能细细的讲一下吗?
nc965
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  • 2020-6-29 22:56:47
 
62楼
sunwel4305
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LV6
高级工程师
  • 2020-7-2 11:38:30
  • 倒数9
 
这个是测试的什么地方的波形?
CK2727205032
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LV8
副总工程师
  • 2018-10-18 15:23:38
 
这种应用中,光耦IF不大可能10mA,要小很多
nc965
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  • 2018-3-9 12:13:27
 
这里不能拿基准2.5V来比,这不是同一个回路。其实431有个最低工作电压,记得大约是1.2V左右,拿这个去算,大约2.5V应该是极限。
xueyiranpiao
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LV8
副总工程师
  • 2018-3-9 16:26:02
 
沾版主的光,发表下自己的观点。
这个要结合431  光耦初/次级 以及电流传输比来综合考量。
431阴极最低电压为约1.8V 光耦发光二极管一般按1.0几V算,在结合你的输出电压,次级就算完事(要保证431在极限条件下干活,最好有1mA的电流)。
初级一般结合IC来看,每个厂家的IC不一样反馈脚的电压也不尽相同。正常工作时,一般1.几V到3.几V是常规。在就是一些基本的计算公式了,大致算算就好了。 为什么说大致算算呢,因为电流传输比从40%-好几百%,所以你那个电阻大点小点都能干活,当然传输比在100%的左右比较好。随着研发的深入一般都是些经验值了,初学者一般爱扣这些东西,慢慢就是经验值。

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nc965
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  • 2018-3-9 17:05:05
 
同意。最重要的经验是仔细阅读芯片的数据手册。
afeia168
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LV6
高级工程师
  • 2018-7-1 11:59:15
 
李工 能否举例一个具体实际列子  比如3843
nc965
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  • 2018-7-2 10:40:26
 
例子你提供
afeia168
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LV6
高级工程师
  • 2018-7-2 16:49:24
 
UC3842.png
afeia168
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LV6
高级工程师
  • 2018-7-2 16:50:18
 
李工
  你看看这参数是否对的  输出12V
nc965
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版主
  • 2018-7-2 21:51:14
 
你这样环路中有两个运放做补偿,要乱套(不好调)。参考:UC3842反馈接法疑惑
ashima224
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LV6
高级工程师
  • 2019-7-1 11:21:32
 
电流模式的芯片,副边咋算呢?

hjxz001
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LV6
高级工程师
  • 2018-8-31 15:35:06
 
版主,431的C脚电压在动态工作时,请问是多少V到多少V?0~2.5V吗,还是0~(Vo-1V-Vr)我有一次用示波器测,3V多,但是电源工作马上就不对劲了,异响,感觉环路受影响了。  这个电压到底是怎么个范围工作呀  一直想不出来,求教
nc965
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  • 2018-8-31 16:42:44
 
TL431其实是个运放,但它只有3个脚,没有VCC,于是这个C脚既是输出,也是整个IC的工作电源接口(即VCC),而且是运放线性工作区(不是饱和状态)的VCC。就一般对双极性器件的认识,这个电压最低值是多少呢?低于1V肯定接近饱和了,至少要高于1V,比如1.2V。再考虑内部参考电压的获得,建议按不低于2.5V设计。
hjxz001
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高级工程师
  • 2018-9-5 22:33:06
 
谢谢李工。
hjxz001
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高级工程师
  • 2018-9-6 07:13:51
 
李工,帮我下,实在搞不定      http://bbs.21dianyuan.com/forum. ... p;page=1#pid1227866
mamahuhu121
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高级工程师
  • 2019-9-19 14:15:04
 
不同厂家的料这个曲线不一样,选择还不能忽视
sunwel4305
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高级工程师
  • 2020-9-19 10:11:55
  • 倒数3
 
这个曲线是怎么看的,PC817 分ABCD CTR从80%~600%。
cyx7610
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LV10
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  • 2019-1-26 21:26:38
 
CTR值选择很重要。
boy59
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LV10
总工程师
  • 2018-7-1 17:49:45
 
两种方法的计算结果应该是一样的,功耗上图2>图1
431.jpg
图1的总电流是光耦的工作电流+1mA(R18),图二的电阻R18两端的电压随着光耦工作电流的增大而增大导致电阻R18上的电流也增大(图1是恒定的1mA)。
nc965
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  • 2018-7-1 23:03:32
 
重点是在FB能得到多少电压
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  • 2018-7-2 22:53:24
 
学习了一下PC817的资料发现光耦的CTR可以当做三极管的β来看待,不过这个β是与电流IF有关的。资料中的图x轴不是线性分布的换成线性分布后的对比图如下
光耦CTR.jpg
同三极管特性IC=Ib*β相似,光耦的输出电流IC=IF*CTR(IF),假设射极输出接电阻RL那么电阻上的电压FB=IF*CTR(IF)*RL,取不同RL得到的图如下:
FB曲线.jpg
虽然光耦的CTR不是线性的但是输出电压FB线性度还是可以的,不知分析的对否。

nc965
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  • 2018-7-3 09:43:30
 
你把光耦失调电流(If=0.2mA)加进去再看,此外,FB参数是有测试条件的(记得是5V),你这个模型应该不对。
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  • 2018-7-3 10:53:27
 
模型是在CE=5V条件下的曲线得到的,当CE≠5V时会有些偏差
光耦特性曲线.jpg
如上图当CE=5V时计算的IC值和资料图中的值比较接近,如果CE≠5V但IF<10mA时偏差还不算太大。
资料图中只给出了1mA以上的曲线,小于1mA的部分是根据拟合曲线的趋势绘制出来不知准确度如何。
fb.jpg
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  • 2018-7-3 11:38:34
 
显然你还没有搞明白这个事,说明如下:
顶楼的意图是彻底攻破817+431,它少了一个FB环节,FB实际上是(代表)一个芯片,要彻底攻破,就必须431+817+FB一起攻破,明白?
分别讨论:
1、431,电流1~100mA,其中1~15mA最佳,与817最匹配,据说1mA以下还有点线性余量,但总一个截止区(非线性),比如0.6mA。它还有一个饱和区,比如1.3V。
2、817,分为原边和副边,
     原边IF,给出的线性区1~15mA,测试1mA以下还有相当线性余量,但总一个截止区(非线性),测得0.2mA。15mA以上非线性显著,可视为饱和区(实际上不是)。
     副边由CTR表达,但该表达的是有测试条件的,给出的条件是Vce=5V,但实际上多半不是5V。无论多少,它也会与上述几个线性区对应,超过线性区就是非线性区,要吗截止要吗饱和的意思,它一定不会(像你给出的)是一个线性曲线。
3、FB,它代表一颗芯片,它也有线性区,典型值1~3V,意思是1V以下截止(占空比为0),3V饱和(最大占空比),显然5V已经进入饱和区了。此外,要得到这1~3V的线性调节空间,你还得有电流源或者电压源与之匹配才行,像顶楼那样(无源)的话只能得到FB=0V。
你想彻底攻破,就应该把这些线性区重叠起来,得到一个有明显非线性的曲线(它一定不是你那根曲线),然后让所有三只芯片都处于其中最(线性)舒服的位置。
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  • 2018-7-3 13:36:41
 
上图其实包含FB环节,彻底攻破确实是要431+817+FB一起。取FB范围1-3V为例:
光耦动态.jpg
上图是信号的动态变化范围图,设FB电压范围1-3V,如果取电阻RL=500那么输入电流IF的动态范围为2-5mA。
如果从另一个角度看:
静态工作点.jpg
同三极管相似,要彻底攻破其实就是要找出光耦的最佳静态工作点(虽然光耦的线性度不如三极管但如果工作于最佳静态工作点好像影响不大,对谁都舒服了)。

nc965
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  • 2018-7-3 13:59:34
 
给FB加上源,比如电压源5V(电阻分压得到电流),再加上If的截止电流0.2mA这个拐点,再做个图看.
如果有精力,再考虑一下CTR变化的影响(现在几个贴卡在CTR温度特性上了).

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  • 2018-7-3 14:19:09
 
光耦上电阻.jpg
是指上图这样的方式吗?输入IF范围0~5mA或0~10mA这样? 光耦同温度的关系方程我没有这方面的资料······
nc965
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  • 2018-7-3 15:32:20
 
这个模型才对(逻辑可能反了)。重点是FB的1~3v是线性范围,你得表达出来,曲线在这之外是拐点。所谓环路补偿,是线性补偿的俗称,首先要线性,才谈得上补偿。
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  • 2018-7-3 15:41:07
 
温度与FB.jpg
上图(a)是取不同电阻RL时的关系图,如果让IF工作范围达到0.2mA附近电阻RL要取的比较大工作区间窄不太合理,取RL=650可能比较合适。
上图(b)是取RL=650后不同温度下的关系图,如果设计时限制的最大IF<6mA那么高温时pc817就不能正常工作了。
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  • 2018-7-3 15:46:19
 
6mA限制.jpg
如果画出拐点的话如上图(假设设计时的最大IF=6mA)。
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  • 2018-7-3 16:26:35
 
CTR对比.jpg
                  电流转换率和正向电流的关系  

Rct温度对比.jpg
                     电流转换率与温度的关系
计算中所使用到的曲线方程是用拟合的方法得到的,根据上图对比计算的结果应该还算靠谱。

nc965
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  • 2018-7-4 06:51:06
 
IF拐点示意,0.2mA附近(62楼实测值),不会到0,要重点反映出来。

111853lywrjlsl3sd7s3op.jpg

FB拐点示意:
对于电压源,限制一个最大电流,比如0.5mA,配置电阻 RL。0.3mA行不?
对于电流源,对于一个恒流值,比如0.25mA,配置补电流电阻 RL,进入线性区(1~3V)
D5FFF92BCCFFE0E2DF76FD22CC19F7FF.jpg
TL431拐点:
1、Ik 最小值1mA
2、Ik 最大值由Vout及回路阻抗确定,为效率计能多小? 3mA行不,2mA呢?
3、饱和压降Vk(3V?)。

D5FFF92BCCFFE0E2DF76FD22CC19F7FF.jpg

设计目标:在特定电压(Vout\Vcc)下,最小的电流(IK\IL)消耗获得最宽线性调节范围(0~100%占空比)的各R(RL\RD\RF)匹配值、极限值,还要留有(IF\CTR的温度或者制造离散性)适当余量。
攻破吧!
afeia168
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  • 2018-7-4 10:08:23
 
李工,Rf 这是指反馈补偿电阻 还是 光耦初级测电阻?
afeia168
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  • 2018-7-4 10:10:31
 
看到了 ,网速不行 没有到图
nc965
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  • 2018-7-4 11:23:46
 
有图
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  • 2018-7-4 12:20:24
 
之前做拟合用了50个点现在如果IF电流小于1mA可能需要列出500个点了,不知有没有CTR曲线的近似方程?
nc965
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  • 2018-7-4 15:48:44
 
这个不需要精确拟合,有两个特征点即可:一个是CTR=100%的电流值(2.2mA----可以此点为上限),一个是CTR=0的电流值,其余部分在对数横坐标上可以用直线概化。
所以可以这样,是因为(Vec≠5V和离散因素)本来就不准,只要这两点比较准就行,比如电流上限不大可能超过10mA而进入弯曲部分,而下限一定是0。其中红线可以代表一个样本,蓝线可以代表其离散性。
不需要精确拟合的另一个原因:这是线性区,环路可以自动调节,只要上限下限(拐点)比较准,不落入非线性区即可完全调节。

111853lywrjlsl3sd7s3op.jpg

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  • 2018-7-4 20:57:51
 
PC817.jpg
原以为拟合次数越高越好其实用适当的拟合次数效果才更好。
一般应该都是用上限和下限算的,有了上面的曲线方程后可以把中间状态也描绘出来更直观、形象。
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  • 2018-7-4 21:52:01
 
先假设一个静态工作点比如IF=3mA,先从FB开始(后面再分析不同静态电流点时的情况)
3mA静态工作点.jpg
假设FB电压的工作范围1-3V对应发光二极管电流IF的变化范围是1.768-3mA,可以算出电阻RL=1.227k
当光耦受高温影响后静态工作点会右移如下图(下图25度变到100度)
极限IF.jpg
如上图考虑到温度的影响电流IF的设计极限不能小于4.285mA。
boy59
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  • 2018-7-4 22:24:51
 
考虑离散性取IF的极限值5mA,暂取电阻Rf=1k,由最小Vk=1.3V可求出最大电阻RD=1.74k,见下图
电阻RD.jpg
上图中在正常工作区内最小IF=1.768mA>1mA所以去掉并联电阻Rf也可以满足431最小电流要求,见下图
不接Rf电阻.jpg
这时可以将最大电阻提高到RD=2.15k
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  • 2018-7-5 06:17:36
 
数据.jpg
根据上面电路列的一个不同静态工作点下的极限参数表(未考虑离散因素)。
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  • 2018-7-5 09:52:38
 
99楼第一个表还有问题,还需要把IF换算到ICE,其实测拐点 0.2mA 是对 ICE 而言的(对应到IF约0.47mA)。
D5FFF92BCCFFE0E2DF76FD22CC19F7FF.jpg
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  • 2018-7-5 10:44:27
 
ICE.jpg
Mathcad算的结果是IF=0.462mA时ICE=0.2mA,那么IF的极限值就在0.47mA左右了,我们的曲线近似相同
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  • 2018-7-5 11:24:35
 
现在可以彻底攻破了
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  • 2018-7-5 11:42:11
 
多谢李版指导,又学了一招。
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  • 2018-8-17 14:57:53
 
上传Mathcad计算文件,单位没有换算默认是kΩ和mA,增加了一个系数k=0.67~1.33表示光耦的离散性(CTR:80-160,默认120)。

PC817 431设计.rar

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doule123
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  • 2018-8-17 15:16:08
 
感谢大佬的分享,能看到过程就可以了哈
airut
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  • 2018-12-12 14:13:57
 
版主,帖子我全部看完了,还是有疑问?
对于RL是内置的芯片,不加外部的电流到FB-pin,是不是光耦二极管侧的If范围已经被定死了呢?
[url=][/url]

像这个Vref=5V内置电压源的,RL已经确定是20K了,如果想要Vfb范围在1.4~5V变化,那工作时Ic不是还要小于0.25mA么?我用经验值设置光耦二极管侧的If=5mA,虽然系统工作了,但是看完帖子,我不明白Vfb是怎么在If=5mA时得到1.4V以上的输出了。

内置电压源

内置电压源

TLP521CTR

TLP521CTR
nc965
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  • 2018-12-12 16:07:32
 
对于RL是内置的芯片,不加外部的电流到FB-pin,是不是光耦二极管侧的If范围已经被定死了呢?
既然是范围,就没有定死,只是被限制范围了
像这个Vref=5V内置电压源的,RL已经确定是20K了,如果想要Vfb范围在1.4~5V变化,那工作时Ic不是还要小于0.25mA么?
Vref=5V,Vfb就远到不了5V,究竟需要多少V,建议仔细看规格书
Vfb是怎么在If=5mA时得到1.4V的输出?
IRL=(5-1.4)/20K=0.18mA
外延曲线查此时CTR=38%
IF=0.18/38%=0.474mA
RF=VF/(5mA-0.474mA)

VF是多少,查另一个表,也可以实测,大约1V。

RF=1/(4.526)=220Ω
图片.png
Vfb怎么在If=5mA时得到1.4V以上的输出?
1.4V以上就不是If=5mA了,它会变,否则失调。
比如Vfb=3V时,反算即可:
IRL=(5-3)/20K=0.10mA(恐超出线性调节器范围)
外延曲线查此时CTR=22%
IF=0.10/22%=0.454mA
电流减少0.02mA(不再是5mA了)

airut
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  • 2018-12-12 20:19:46
 
多谢版主如此详细的回复,真的学习了!
是的,Vref=5V时芯片工作全过程Vfb不会大于4V,否则就是故障模式了。
这下关于该种电阻接法的,Rf的部分我明白了,如此小的If范围,怪不得这么难调...
此外,还有一个Vk设置的问题,按照坛友上述的曲线绘制,从Vk的极限值1.3V,代入最大If的值,算出Rdmax,当然还有Vk的上限Vout,算出下限Rdmin,
那这个TL431 Vk静态工作点选取还有什么讲究呢?


我刚刚算
算,我的Rd原始设置为620,按照If=0.474mA计算,光耦的Vf=1.15V,Vk=Vout-(0.474*0.62+1.15)=24-1.44=22.56V

然后配合帖子最前面的图2的接法,隔壁一个R=1.2K,相当于TL431的Ika=0.474+1.44/1.2=1.674mA...这样居然也稳定输出了24V,就是空载有轻微响声,而无疑我之前的调节范围是很小的,当If=0.454mA时,Vk=22.57V
而翻看Ti的设计实例,Vfb=1.4V时,反算Vk大都取在了Vout的60%左右。
顺便问一下这么左侧拓展交点是Mathcad画的么?
nc965
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  • 2018-12-13 07:17:27
 
感觉范围紧张就对了,才知道何处是要害,实际情况可能比上述情况更紧张,因为还没有考虑极限温度的限制。
总之你的上述参数配置显然欠妥,光耦多半进入截止区,你要吗补点原边电流,要吗换成高灵敏光耦,IF也偏大了些。
TL431的话,Ik的极限值为1mA,对应的是Vk的上限,在没有其他道理时,取值黄金分割(0.618)就是道理。
Vk的下限需要按上述计算方法核算一下,以不低于3V为宜
(1.3V已经饱和),才是线性工作区,其最佳值也在黄金分割以内。
图表用画图弄的,用1~3的对数坐标刻度平移到0.1~0.3即可。

图片.png 图片.png
airut
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  • 2018-12-13 16:32:29
 
而昨天晚上我也用60%Vout来设置Vk,算出了新的Rd=18K更换原来的620欧姆,结果导致输出本应为24V变成34V了...

继续加大并联补偿给TL431的电流都到20mA了,还是输出34V,这下彻底稳不住了。
这是否说明从Vfb=1.4V对应的Ic反算到光耦初级If=0.474mA,事实上并不能保证环路稳定?
很多文档按经验法一上来就说光耦一次侧的电流不能太小否则细微的变化就剧烈传递到二次侧导致环路失调。
我也看了芯片FB-pin内部没有别的补偿电流输入...
而改回Rd=620欧姆就又稳定了,一测Vfb=2.65V,Ic=(5-2.65)/20=0.12mA
至于真实的光耦一次侧的If我一会儿下班就去测出,如果If明显大于0.5mA的计算值,那是否就不满足CTR曲线线性左延了?

airut
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  • 2018-12-13 18:43:07
 
实测,当Vfb=2.65V时,光耦一次侧上端电阻两端电压Vrd=5.28V,If=5.28/620=8.5mA,
这样FB-pin的Ic由曲线将达到27mA CTR=320% 这部分电流是怎么出来Vfb就是问题了,流过20K应该是很小的一部分吧...
[url=][/url]


内部框图

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  • 2018-12-13 21:08:21
 
并不知道你的电路,无从评说
60%Vout,
VK=24*0.6=14.4V,
VRD=24-14.4=9.6V
考虑30%余量,取 IK_min=1.3mA
RD=VRD/IK=9.6/1.3=7.5K           
你18K从何而来?

按RD=
18K计:
IK_min=9.6/18=0.53mA<1mA,TL431已经截止,安能不失调?
IK_max=(24-3)/18=1.17mA,貌似还在线性区,可是:

RF=220,

Vf=Ik*RF=1.17*220=0.26V<1V,光耦已经截止,安能不失调?

按RD=7.5K计:
VK_min=(1-60%)Vout=9.6V>3V
IK_max=(24-9.6)/7.5=1.92mA
If=0.474mA
Rf=1v/(1.92-0.474)=0.68K
即可还原原有环路特性,但总电流减少到2mA以下。


按138楼实测数据(Vfb=2.65V,Vrd=5.28V,Ird=8.5mA)计
Ifb=0.12mA,查外延CTR=26%
IF=0.12/0.26=0.46mA
Rf=1.2v/(8.5-0.46)=150Ω
RF究竟多少?光耦啥型号?电路啥样?不知道!
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高级工程师
  • 2018-12-14 09:42:42
 
[url=][/url]


连接如图,没有把R2并联在光耦一次侧的AK两端,而是直接从输出接到TL431的3脚
我说的18K是指R1
实验一 R1=18K R2=2.2K Vout无法稳定 目标是24V 实际高达34.5V...
实验二 R1=620 R2=1.2K Vout稳定在24V,
实测FB-pin对地有效值2.65V,R1两端电压是上面回复里提到的Vrd=5.28V,算出Ird=8.5mA
然后一直加载到2A,FB-pin对地有效值最大约3.5V,TL431的3脚电压Vr全过程的有效值约在12V~18V变化
环路是稳定的,现在疑问的是Ic到底是多少,流过光耦一次侧的电流If肯定是大于5mA的。
光耦是TLP521,控制芯片是UCC28600,框图在138楼,抱歉是我上面没有表述清楚,Rf Rd说得混乱。

反馈部分

反馈部分
nc965
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  • 2018-12-14 12:04:24
 
未见原边电路,疑似有对FB补充电流
pkk1989
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  • 2019-4-9 16:54:11
 
光耦初级导通的压降是1V左右。那么流过并联电阻的电流为1/R。 光耦次级连接FB,电流才0.18mA. 很明显并联的电阻才是提供431基准电流的关键。而IF是零点几毫安的波动。 假设431电流为2mA. 那么光耦并联电阻是510R。 上面的串联电阻大小 应小于 VCC-VIF-V431 / 2mA。在这个情况下,越大越好。
yh_92
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  • 2020-3-30 17:49:19
 
您好,我不理解CTR外延等于38%,能解释一下吗?为什么能通过光耦次级电流计算出光耦初级的电流。
yh_92
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  • 2020-3-30 18:58:30
 
或者这样提问,我原边IC内置VCC为5V,内置RL为30K。FB最小1.23V进入绿色模式,3V工作占空比最大。则可计算出Irl线性工作电流为0.067mA到0.126mA时对应FB电压为1.23V到3V。假设电源为12V输出,请问接下来如何计算If、Rf、RD。谢谢
Catch9E42.jpg
CatchD094.jpg
nc965
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  • 2020-3-31 09:16:35
 
1、这个芯片要与PC817匹配,第一件事就是要在原边补电流(也就是说这个芯片不是设计来匹配817的),至少补0.5mA。
2、假设从VCC=12V补电流,外置RL=(12V-3V)/0.5mA=18k,得到PC817副边总电流为 0.5+0.126=0.626mA
3、查94楼图表,要在副边得到0.626mA,原边电流在0.9mA左右,此时CTR为0.7左右,IF=0.628mA/0.7=0.9mA左右
12.png
4、你要核算一下光耦副边1.23V的情况也行:总IL=(12V-1.23V)/18K+0.067mA=0.67mA,光耦原边电流 IF 也差不多0.9mA。
5、假设你的TL431设计电流为 IK=2mA,光耦压降为1.1V,可得到 RF=1.1V/(2mA-0.9mA)=1K。
6、为线性调节范围计,TL431输出电压尽量居中设计,你可以扣除死区居中,也可以黄金分割,还可以减半设计,即12V/2=6V。
7、由此得到Rc取值,Rc=(12v-6v-1.1v)/2mA=2.4K
yh_92
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  • 2020-3-31 19:47:29
 
非常感谢您的回复,请帮我在看看我的理解是否正确:
我的IC内置5V电压源,串联Rl为30K。是不是算无需补电流的工作模式?
IC规格书与电路图如下:
那么是不是这样计算:
FB正常工作电压为1.23V到3V,最大正常工作电流Irl=(5-1.23)/30K=0.126mA,最小正常工作电流Irl=(5-3)/30K=0.067mA;
查表的最大Irl=0.126mA时,IF≈0.36mA,CTR≈35%;0.36*35%=0.126mA;
最小Irl=0.067mA时,IF≈0.3mA,CTR≈22%;0.3*22%=0.066mA;
假设431工作电流IkA=1.3mA,光耦压降1.1V,
RF1=1.1V/(1.3mA-0.36mA)=1.06K,RF2=1.1V/(1.3mA-0.3mA)=1.1K;取RF=1.1K
设定431工作电压为6V,
RC=(12V-6V-1.1V)/1.3mA=3.7K;

1

1

2

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CatchDFDF.jpg
092835e12igrvrl1rr1r21.png.thumb.jpg
nc965
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  • 2020-3-31 21:01:48
 
你183楼两个曲线来路不明,即使按这个曲线,感觉你也没查对
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  • 2020-3-31 23:06:02
 
183楼的是亿光的规格书。不过计算是按下面的图来的,还请李工指点一下按下面这个图正确的查法及计算过程。感谢
nc965
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  • 2020-4-1 01:27:27
 
下面185楼有4个图,已经不知道你在说啥了。看看亿光的规格书
yh_92
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  • 2020-4-1 08:23:54
 
亿光规格书已上传,185楼的图前面3个是IC的规格书,后面那个是借用您的光耦参数图。我计算的就是没从您说的外部12V VCC 补电流,直接用IC内置的5.1V(我用的5V计算)
Catch5DD7.jpg
Catch9D9A.jpg

U3 EL1019 亿光.pdf

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nc965
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  • 2020-4-1 11:24:20
 
亿光这颗光耦灵敏度很高,原边电流低达0.1mA仍然在线性范围,是可以直接与你的芯片匹配的,无需补电流,RL可不用
13.png
手册提供的两个图表计算结果都一样,表6需注意它的CTR是以10:1mA为1(100%)的,表5可直接查到电流更方便些。
查图表得到你光耦原边电流 IF=1.4~2.1mA,正好满足TL431电流规范(>1mA),RF可不用
TL431电压按减半计,RD=(12-6-1.1)/2.1=2.4K
yh_92
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  • 2020-4-1 12:26:47
 
谢谢您的回复,我应该明白怎么算了。
haohaobaxia
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  • 2020-4-6 21:17:36
 
版主的补电流是精髓啊。知道补哪的,为什么补,怎么补
waveway
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  • 2020-4-27 18:01:36
 
版主,您好,有问题向您请教,主要问题点在于光耦副边和电源IC的配合问题,换句话说,就是要怎么具体分析,自己理解的一直有模糊的地方。
1、电源IC 补偿脚COMP内部电流源Icomp怎么跟光偶副边Ic配合的工作的,即恒流源Icomp流过电阻Rc应该还是恒定的才对,怎么调节使得Vcomp线性变化的呢
1.png 2.png
2、光耦副边补电流,电压源的形式,按照我的理解Ic=CTR*IFVcomp=Vref-Rc*Ic= Vref- Rc*CTR*IF*,类似于三极管线性工作区,但是这个表达式没有考虑内部的电流源Icomp,考虑Icomp的话,具体的Vcomp表达式又是怎么样的
3.png
nc965
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  • 2020-4-27 18:43:47
 
1、电源IC 补偿脚COMP的目标参数是电压,比如0.7~3.5V,对应不同的占空比。光偶副边可以看成是个可变电阻,对于任意电流(恒定或者不恒定的),不同的电阻总可以得到需要的电压。
2、先计算总电流就能理解了,Ic=I
Rc+Icomp
waveway
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高级工程师
  • 2020-4-27 20:00:51
 
很感谢版主的解答,大概明白了。再刨根问底一下:
1、针对第一个光耦副边补偿不加电压源的形式,光耦C极到电源IC补偿COMP脚之间,所加的电阻Rc一般取值多大;是否不加Rc,光耦C极到电源IC补偿COMP脚直接相连接也行呢;
2、光耦副边补偿加电压源的形式,这个补偿的电流是补给光耦副边的(从而适当提高光耦原边的电流IF),不是补偿给电源IC补偿脚(COMP)内部的,我这么理解对不?
nc965
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版主
  • 2020-4-27 22:15:28
 
1、一般0欧姆
2、对
waveway
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高级工程师
  • 2020-4-27 22:42:15
 
嗯嗯,太谢谢版主了,有长进了
sunwel4305
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高级工程师
最新回复
  • 2020-9-19 14:58:18
  • 倒数1
 
38%是怎么求出来的你看明白了吗?我到现在还是没有明白,是不是弄反了?
sunwel4305
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高级工程师
  • 2020-7-2 15:48:42
  • 倒数8
 
李工您好,这个IRL=0.18mA  查外延曲线,这个曲线不是IF对应CTR曲线吗?请教一下。
QQ截图20200702154746.png
nc965
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  • 2020-7-2 16:08:00
  • 倒数7
 
应该是,你觉得不是?
sunwel4305
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高级工程师
  • 2020-7-6 22:28:19
  • 倒数6
 
这个曲线是CTR-IF,如果IF=0.18mA,对应曲线CTR=38%,但是现在0.18mA是Irl,所以这点没有明白,是不是我哪里搞错误了?
nc965
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  • 2020-7-7 12:25:19
  • 倒数5
 
你应该是对的,我可能错了
sunwel4305
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高级工程师
  • 2020-9-19 14:54:50
  • 倒数2
 
比如我现在只知道Irl=0.28mA 我怎么求出IF的值?请教,光耦PC817C

来自变压器
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初级工程师
  • 2019-6-13 16:02:25
 
我的板子vout 24v ,vcc 5v 看这帖子好几天了,实在没法求出合适的RD,RF,RL.求版主给出一个具体的计算过程,卡在这里好久了
nc965
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  • 2019-6-13 21:35:39
 
把你单独发帖的内容移植到此:UC2844 tl431 pc817a 反馈调节问题(+10) New
wwll053
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副总工程师
  • 2019-1-8 09:42:50
 
感谢李工解惑
zhang0326
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高级工程师
  • 2018-7-19 21:34:57
 
我也来学习哈,不知道楼主是否彻底攻破了,没看到有楼主发言啊
hao270431700
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助理工程师
  • 2018-10-7 21:07:58
 
我还没有获得最终结果,不知道结果该如何总结!
nc965
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  • 2018-10-8 06:04:04
 
94楼
ljx
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  • 2018-11-1 09:18:57
 
楼主现在能够总结一下吗?
power-charger
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本网技师
  • 2018-7-20 08:38:50
 
攻破那个了!
zhang0326
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  • 2018-8-31 17:15:03
 
还没彻底攻破  支持一下
XIAOTU80
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版主
  • 2018-12-12 17:40:03
 
看这个标题,进来看看
赵日天
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副总工程师
  • 2018-12-13 09:32:05
 
QQ截图20181213092909.jpg 楼主 这个值不是通常都是 102   1K的电阻吗  怎么这么大
nc965
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  • 2018-12-13 10:46:24
 
RF取值多少?131楼有计算过程



aipoul
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  • 2018-12-13 22:43:42
 
果然经典的好贴
hao270431700
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  • 2019-1-26 17:44:51
 
经常一堆人的狂轰乱炸,我决定,开发计算小软件,供大家使用.免得大家想不开!有兴趣的也可以加QQ群:392599244
软件: SMPS Design System.zip (212.12 KB, 下载次数: 290)
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  • 2019-5-29 17:44:42
 


可以加小编QQ一下谢谢 1132875282


nc965
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  • 2019-5-29 19:28:52
 
软件没问题,有问题的是没有原边电流参数。
HJX135335
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膜拜大神
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看看,学习了
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431稳压很通用了
Haeju
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  • 2019-6-17 18:52:20
 
大神能否讲详细一点
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  • 2019-6-19 20:22:42
 
参考设计一下
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好帖
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多谢分享
youngz1990
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本网技师
  • 2019-10-29 09:10:00
 
学习了,谢谢各位大师
gzhh001
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  • 2020-1-21 17:28:10
 
有点难懂
haohaobaxia
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  • 2020-4-6 21:06:30
 
刚开始看TLP383和TL431的时候也是一头雾水,搞不懂电阻和电流的关系。后来仔细读datasheet的时候发现,不能只看光耦的输入侧。应该结合光耦的两边和传递来判定TL431的C端输入/输出。三个芯片(光耦算两个)互相配合满足条件才能满足需求.
ZXW
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