|
|
|
| | | | | 直接单管正激+复位绕组,还不用额外加一个电容,还是2Vin,那么多加这一个电容优势何在?
|
|
|
| | | | | | | 如果初级两绕组耦合的很理想就等同于带复位绕组的单管正激,额外的电容有很多好处稍后再做分析,楼上几位的问题在分析中一并回复。
|
|
|
| | | | | 这种等效双管电路的特性分析如下: 图6 电路演变 上图6从(a)到(b)为等效变换,图(b)去掉电容且将二极管下移变为常规电路(c)。 如果初级侧两绕组耦合理想则电容不起作用可以不加,电路等效于带去磁绕组的正激变换器(图(c)),如果初级绕组耦合的不理想那么增加一颗电容就能实现无损吸收效果,所以这种电路是兼容了常规正激和无损吸收两种特性的一种电路。 接下来开始发掘这种电路的特点: 第一, 可以不采用双向并绕工艺,初级两绕组的耦合程度决定了所需电容(可视为钳位电容)的大小。 以正激电路为例假设初级绕组耦合不理想,不同钳位电容下的仿真结果如下: 图7 等效双管正激在不同钳位电容下的波形 上图中实线为大钳位电容波形、虚线为小钳位电容波形。如果初级两绕组耦合的不理想既漏感大就需要更大的钳位电容,这点同RCD钳位相似又因是无损吸收所以效率会高一些。
|
|
|
| | | | | | | 第二, 等效双管正激的初级两个绕组都具备驱动能力提高了变压器利用率。 下面对比双管正激、单管正激及等效双管正激电路特点: 图8 三种正激电路 (a)双管正激多用了一个开关和一个二极管,驱动相对复杂些。 (b)单管正激初级两绕组需要较好的耦合度,最大的缺点是多出的复位绕组降低了变压器的利用率。 (c)等效双管正激初级的两个绕组都可以利用上,两绕组的电流可以通过漏感进行调整提高了变压器的利用率。 图9 单、双管正激与等效双管正激初级电流对比 图9中虚线是单管及双管正激初级电流(几乎重合),两条实线(ik1u、ik1d)分别是等效双管正激中上绕组和下绕组中的电流,其中(a)图是等漏感(b)图上漏感略大于下漏感。
|
|
|
| | | | | | | | | 第三, 适当的漏感有益于降低输出二极管反向恢复引发的电流倒灌问题,下面以反激为例。 图10 不同漏感对反向恢复问题的影响 上图中漏感较小的情况下MOS管开通时刻有一尖峰电流这是由输出二极管没有及时关断引起的,相同条件下略增大初级漏感这个尖峰电流就得到有效抑制。 第四, 利用正反激拓扑可降低变压器体积。 图11正反激电路与正激电路对比 正激电路为了避免产生过高的无功功率励磁电感一般都设计的比较大导致变压器体积也较大。采用正反激拓扑可以将励磁能量导入到输出端解决了无功问题进而可以减小励磁电感降低变压器体积。图中电流波形分别为励磁电流iLm1、无功电流idio1及输出电流iLo1。 严格来讲第三、第四点并不是这种等效双管电路所独有的特性。 |
|
|
| | | | | | | | | | | 1、在实际应用中大多用650V功率MOS,若按2倍压选择需要800V以上功率MOS,成本偏高。
2、在一些常用开关电源中开关损耗占最大比例,电压增加开关损耗成倍增加,损耗也就远高于RCD吸收。
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | 确实这是这种电路的不足之处,尝试过采用不同匝比的复位绕组但由于漏感的原因MOS管依然要承受2倍Vin,实际当中不同匝比的正激是如何处理的再加RCD或初级绕组理想耦合?
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | 传统双管正激与双管反激成熟稳定,目前单管反激仍然是主流,不对称半桥反激由于成本高,效率有所提高,但在65W-200W之间可能会有大量应用。
单管反激应该可以在变压器工艺上降低漏感,也能轻松做到94%以上的效率。
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | 不对称半桥(不对称LLC)跟有源钳位特性很像,“辅管”的开关损耗还没有办法吧。
单管反激假设220V输入,RCD钳位电压一般控制在500~600V之间(Vds),用等效双管电路Vds=2*Vin=620V,开关损耗会有如此大差别?
变压器的漏感和寄生电容是一对矛盾体似乎没那么容易解决,要么有一种高导磁低导电的电解质材料或许可以解决。
另外随着半导体技术的不断进步高耐压、低损耗价格又便宜的开关管应该更值得期待。
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1、不对称半桥就是空载、带载交替工作的LLC,本身LLC就存在关断损耗更何况这种不对称LLC,当然效率是有提高的。
2、按你的说法带复位绕组的单管正激似乎就没有存在的意义了,用RCD复位既简单又高效(2倍Vin的开关损耗远高于RCD损耗)。
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1、LLC工作于变频模式,不对称半桥反激工作于定频模式,有空你可以多研究一下。
2、要了解为什么需要复位绕组?
另外正激与反激电路还是有效大差异的,把两种电路放一起讲时容易搞混了。
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1、不对称半桥反激不是新拓扑,控制上可以定频也可以变频,在特定条件下的波形可以是一样的。
2、前面并未提到反激,将正激和反激展开讨论,下面的图(a)和(b)哪种电路效率更高?
正激复位
(可以假设占空比远小于50%的情况)
反激钳位
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | |
用自建的MOS模型进行计算(RCD损耗是相对漏感损耗),如果没算错的话MOS管的开关损耗和电压的关系并没有那么夸张。
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你上面的图严重错误!1、RCD吸收损耗与输出功率有关,但与输入电压无关,在功率相同情况下变压器单次传输出能量相同,因漏感产生的损耗也是相同的。
2、开关损耗主要由回路寄生电容产生,包括MOS的COSS,在固定寄生电容容量下,电容中存储的能量与电压平方比相关,所以电压升高损耗按指数级增加。
(这也就是为什么低压场合都是硬开关的原因,因为低压时开关损耗小很多)
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1、你可能不知道RCD电路在吸收漏感的同时也会吸收励磁电感能量,吸收的多少跟钳位电压有关。
2、结电容的损耗只占开关损耗的一小部分(结电容是非线性的电压越高容量越小),主要损耗发生在电流电压的交叠时刻,你可以去了解一下弥勒平台。
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 那么从你19楼的图看,在600V时RCD吸收损耗反而减小几倍,这是什么原理呀?为什么电压升高反而损耗降低?
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你是如何设计反激RCD的,亦或者依据什么标准调试的?
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 就你上面画的,常用的RCD吸收电路,讲讲为什么输入电压高了反而损耗变小,而且小好几倍?
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 上楼图中的Vclamp与Vor正常情况下是一样的,有时Vclamp会高几十V,通常限制100V以内,否则DS电压会太高。
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我做没做过的不重要,但我不会一本正经的胡说八道……
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 好心让你看书你也不去,这乱七八糟的公式正是书上的。你应该不是做开关电源设计的吧?如果Vclamp<=Vor几乎没有输出,你做的不是电源而是暖手宝。
钳位电压Vclamp取160V甚至超过200V的很常见,Vds=Vin+Vclamp如果Vclamp不超过100V用耐压500V的MOS管就足够了何必用600V的?
最右边的图我故意放置了一个Vclamp/Vor=1.3的分界线,这也是书上建议的要使Vclamp大于1.3倍Vor,原因你懂?
最后公式P=U2/R没有问题,但R取多少?1、100、1000还是任意?并且R变U也跟着变U变P也变,不用书上的乱七八糟的公式怎么解?
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | |
“好心让你看书你也不去,这乱七八糟的公式正是书上的。你应该不是做开关电源设计的吧?如果Vclamp<=Vor几乎没有输出”
认真看我26楼贴子,还有你确定Vclamp=Vor时没有输出????????
“钳位电压Vclamp取160V甚至超过200V的很常见,Vds=Vin+Vclamp如果Vclamp不超过100V用耐压500V的MOS管就足够了何必用600V的?”
这个我指不超过Vor的(注:Vor指你图中所指的电压)100V,如果Vor设计为100V,那么通常Vclamp会在100-150之间,我现在能做到只过冲20V即120V左右,那么MOS管怎么选呢?
Vds = Vin + Vclamp ? 则有按265V输入时265V*1.42 + 120 = 496.3,那么取500V就可以了吗??? 按0.8取则是620V 。
还有电源通常是要打雷击测试的,所以实际会使用更高耐压MOS。
“最右边的图我故意放置了一个Vclamp/Vor=1.3的分界线,这也是书上建议的要使Vclamp大于1.3倍Vor,原因你懂?”
我真的不懂,敢问哪本书?哪个地方建议的?????要是忘了或找不到是哪本了,那你最好也不要回来了
“最后公式P=U2/R没有问题,但R取多少?1、100、1000还是任意?并且R变U也跟着变,不用书上的乱七八糟的公式怎样解?”
如果Vclamp是个变量,那你的公式无解啊!!!数学0分。
最后!!!!!
这个简单的RCD吸收搞清楚也好,搞不清楚也好,就这样吧!!!
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不好意思,果然书读得少了,如果用二极管钳位 Vz是个选定值,所以必须选择Vz大于Vor 1.3倍以上,虽然RCD没有这个限制,但分析原理是一样的。
“第21楼:1、你可能不知道RCD电路在吸收漏感的同时也会吸收励磁电感能量,吸收的多少跟钳位电压有关。”
哎!!!还真被你猜中了
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 同样道理,副边向原边传递能量时,会不会也损失掉一点?
|
|
|
| | | | | 同单管正激一样这种电路最大的缺点是开关管上要承受2倍输入电压,比如在一些AC-DC应用中需要用到800V的MOS管导致性价比不高。 一般单管正激可以通过调节复位绕组的匝数来降开关管电压应力,见下图: 图12 不等复位绕组的单管正激 如图12将复位绕组设置为初级绕组的2倍,理论上MOS管承受电压应力为Vds=Vin+Vin/2 =1.5Vin。 实际上这种非等匝比绕组的漏感较难处理,因为漏感的存在MOS管还会承受一个尖峰电压,见下图仿真: 图13复位绕组耦合不理想引发尖峰电压 上图13输入电压100V,MOS管电压理论钳位值为100*1.5=150V,但漏感引起了很高的尖峰电压,所以实际电路还需增加RCD钳位电路不仅降低了效率还增加了电路的复杂度。 将之前的等效双管电路稍作改进不但可以解决开关管的耐压问题还同时解决了漏感问题。 图14 改进版等效双管正激电路及原理分析 如图14所示,增加的辅助绕组相当于增加了一个独立电源,钳位电容上的电压由原来的Vin变为Vin-Va,MOS管上的电压应力也由2Vin变为2Vin-Va,而每个初级绕组上都有与之对应的钳位电路使漏感能量得到有效吸收,仿真结果如下: 图15 改进版等效双管正激波形 仿真结果显示这种改进后的等效电路达到了预期效果消除了由漏感引发的尖峰问题。 由于不受漏感和工艺限制辅助绕组的匝数可以任意设计,这里取辅助绕组匝数为初级绕组的1/4,当输入电压为DC310V时得到如下仿真波形: 图16 输入电压Vin=DC310V、Va=Vin/4的仿真波形 对于直流310V输入,MOS管承受的电压Vds=550V。 对应的最大占空比公式为: 当前参数下Dmax=0.429。 另外如果辅助绕组电压Va采用独立可调电压源则最大占空比将不受此限制,由于增加了电路的成本和复杂度这里不做过多探讨。 |
|
|