手把手的教你设计90W PC电源变压器的设计

1、 电源参数
PC电源为4路输出，分别为+5V，+12V，+3.3V和-12V。电路图如下：

电路拓扑为单端正激。
+5V和+12V为交流叠加。+3.3V由+5V的绕组上引出，用磁放大器单独控制。-12V和+12V的输出滤波电感相耦合。构成近似的反激电路。
所以，变压器的直接输出只有+12V和+5V。电路参数如下：
(1) 电源开关频率fT：70kHz；
(2) 电源的负载关系如下图：



(1) 变压器输出功率为Po=90W。
(2) 输入电压范围



1、 变压器的设计
(1) 磁芯材料的选择
公司所用的磁芯材料大部分为TDK的PC40磁芯材料，或者是与之性能相近的其他厂商的磁材。下面的设计以PC40为基础。
(2) AP法确定磁芯的尺寸
由PC40的磁芯损耗曲线（下图），可以直到，当比损耗为100mW/cm³时，所对应的磁通摆幅Δ’B=0.15T。则实际的正激变换器的磁通摆幅是Δ’B的两倍，即ΔB=0.3T。



根据南航，赵修科的《开关电源中的磁性元件》一书中的AP值公式（如下图），可以计算：


其中Po=100W（为了留出余量，将90V增加至100W），ΔB=0.3T，fT=70kHz，K=0.014。
带入公式计算得AP=0.2374cm4。
根据TDK公司的E系列磁芯表，如下：


可知EER25.2-Z的磁芯
有效截面积Ae=44.8mm2，
窗口面积可以大约估计为F×(E-D)，就是2F×(F-D)/2。则Aw≈76.26mm2。
则此磁芯的AP=Ae×Aw≈3416.448mm4≈0.3416cm4。大于要求的0.2374的尺寸，而且有足够的余量。可以选择这个磁芯。
最后决定用EER25.5磁芯。
(1) 计算热阻Rth，确定不超过温升要求的损耗限制Plim
根据南航，赵修科《开关电源中的磁性元件》一书中的公式，如下：

并有Aw=0.7626cm⁴，可以算出EER25.5磁芯的热阻R_th≈47.2069℃/W。
假设允许温升为80℃，则允许损耗为

Plim=ΔT/Rth=80/47.2069=1.6947W。

(1) 分配铁损和铜损，第二次确定ΔB
将上面计算的1.6947W的总损耗分配，Pfe=Pcu=0.85W则此时，磁芯的单位体积铁损的比损耗为：Pfe/V。由规格书查得，EER25.5的有效体积为2160mm3，则比损耗为850mW/2.16cm3=393.5185mW/cm3。这时，从PC40比损耗曲线上查得Δ’B=220mT。


ΔB=2Δ’B=0.44T。PC40在100摄氏度时的饱和磁场密度Bs=0.39T。显的有点高。
从而重新分配铁损和铜损：Pfe=0.4W，Pcu=1.3W。
此时的比损耗为400mW/2.16cm3=185.1852mW/cm3。所对应的Δ’B=0.18T。如下图：



由输入电压范围可以知道，不管是倍压还是230V的直接输入，最低电压应该是180VAC（倍压时为90*2=180）。但是，倍压电路不会到达最高的2倍。而是在1.9倍左右，而且经过整流滤波后，输入的直流电压最高为交流的1.37倍（与输入滤波电容有关），1.37倍为实际测量值。所以，Uin最小值为90*1.9*1.37=234.37V。此时最大占空比为20%。
则将D=0.2，N5=5，Uin=234.37V，U’o=5.57V带入上公式有N1=42.0592V。取N1=42匝。
(1) 确定初级和次级直流和交流电流由负载表假设以下的负载为最坏情况：
3.3V-6A；12V-3A；5V-8A；-12V-0.1A。总输出功率为97W。总输出电流为17.1A。
因为+12V、3.3V和-12V，的电流总要流过+5V的线圈。所以，相当于+5V的线圈要流过17.1A的电流。而且此时，电路出于CCM模式。变压器上的电流波形为梯形波。根据《开关电源中的磁性元件》中的计算梯形波直流电流和交流电流的公式：



可知，EER25.5骨架的C的长度为10.05mm，根据安规的要求，在骨架两边需要加2mm的挡墙。则剩下的绕线空间只有6.05mm。
0.4的漆包线，一层绕21匝，需要的空间为0.4*21=8.4mm。可见是绕不下的。没有办法，只好改变线径。
最后选用0.25的漆包线。完全可以绕下。关键是看其铜耗的大小。
(1) 确定初级线圈的铜耗Pcu1
0.25漆包线的电阻系数α0.25为422*10-6Ω/mm，而骨架的平均绕线长度L为46.2mm，共绕了42匝，则其直流电阻
Rdc1=α0.25*N1*L=0.7166Ω。
则此时的直流铜耗
Pcudc1=I1dc*I1dc*Rdc1=0.1174W。
再根据《开关电源中的磁性元件》中计算交流电阻的方法，确定初级的交流电阻R1ac。
首先计算H。H的计算公式如下：


对于0.25的漆包线，只有一根，则，d=0.23mm，s=0.255mm，Δ=0.269mm。
最终可以计算处参数Q。
Q=0.83*0.23*(0.23/0.255)0.5/0.269=0.6739
对照下图，求得交流电阻与直流电阻的比值Fr。如图：


此时，F_r=1。（对应的层数为1层，因为是三明治绕法）。
则R_1ac=R_1dc=0.7166Ω。
则P_cuac1=I_1ac*I_1ac*R_ac1=0.4696W。
(1) 第一次确定+5V绕线线径
A₅=I_5ac/J=0.68mm²。
查漆包线的规格表，可知，可用1根1.0的漆包线。
但是，漆包线的半径大于铜的穿透深度。这样，绕线的交流损耗会比较大。
1.0漆包线的电阻系数α_1.0为25.8*10-6Ω/mm，而骨架的平均绕线长度L为46.2mm，共绕了5匝，则其直流电阻
R_dc5=α_1.0*N₅*L=0.0059598Ω。
则此时的直流铜耗
P_cudc5=I_5dc*I_5dc*R_dc5=0.068895W。
再计算H。
此时，d=0.93mm，s=0.99。则H=0.7451。
则Q=H/Δ=2.8.
此时Fr=2.7，如图：


则R_ac5=2.7* R_dc5=0.01609146Ω
则P_cuac5=I_5ac*I_5ac*R_ac5=0.7441W。
可见，此绕组铜损的交流分量和直流分量相差很悬殊。并不是最优的。
但是，如果将线径加粗，则铜耗的直流分量会减小一点，但交流分量会大大增加。最终的铜耗会增加。尝试用两根0.6的漆包线绕制。
(1) 第二次确定+5V绕组线径和铜耗
由于只有6mm的绕线空间，选择用2根0.6的漆包线进行绕制。
0.6漆包线的电阻系数α_0.6为73.7*10-6Ω/mm，而骨架的平均绕线长度L为46.2mm，共绕了5匝，则其直流电阻
R_dc5=α_0.6*N₅*L/2（两股并绕）=0.00851235Ω。
则此时的直流铜耗
P_cudc5=I_5dc*I_5dc*R_dc5=0.098402766W。
再计算H。
由于是两股并绕，所以，我用的方法是，先计算一根导线上的交流损耗，然后加倍后为两根导线并绕的总交流损耗。此时，每根导线上流过一半的交流电流。
此时，d=0.55mm，s=0.6。则H=0.43707。
则Q=H/Δ=1.6248.
此时Fr1.4左右，如图：




比预计的1.3W的铜损多了0.15W大约。
总损耗P=P_fe+P_cu=0.4+1.4453549756=1.8453549756W。
此时的变压器温升为：ΔT=P*R_th=87.113℃。
`计算勉强通过！