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 |  | | | | 现在在焊机行业广泛采用的是：有限双极性全桥软开关电路，非常不错。 |
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| | | | | 熟知的一般也就那么几种软开关电路
主要是AC－DC的
如LLC，移相全桥，不对称半桥，另就是有限双极性
目前我还只做过LLC，其它暂无研究
逆变升压的软开关就不知哪种更好了 |
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|  | | | | | | 小功率的软开关电路多，但功率做不大，我们感兴趣的是做直流电焊机的软开关，功率一般1KW-100KW 负载特性是：平繁的反复的 “短路-负载-开路” 。 |
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| | |  | | | | | | 我一直觉得最好的还是有限双极性软开关，带驱动互锁电路的，移相有很多的弊端的。 |
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| | | | | | | 有限双极性全桥软开关工作原理
一，有限双极性全桥软开关主电路拓扑结构说明：
图一，有限双极性全桥软开关主电路拓扑结构 |
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| | | | | | | | | 图一中，由两个桥臂构成一个全桥逆变电路，Q1和Q3组成超前桥臂；Q2和Q4组成滞后桥臂，其中C1﹑C3为超前桥臂并联电容和寄生并联电容，C2﹑C4为滞后桥臂寄生并联电容，我们设定C1=C3≥C2=C4，其中D1﹑D2﹑D3﹑D4分别为四只开关管IGBT（或MOSFET）Q1﹑Q2﹑Q3﹑Q4的并联（或寄生）二极管，T1﹑C[sub] B[/sub] 和Ls分别为主变压器﹑隔直电容和可饱和电感（又称磁性开关），Lx主变漏感和分布电感等的等效电感，L0为输出电感，D5和D6为二次侧整流二极管。
为达到有限双极性的全桥软开关的目的，四只开关管的开关时序如图二：
图二：开关管时序
超前臂开关管Q1﹑Q3 PWM控制开通关断；滞后臂开关管Q2﹑Q4固定脉冲宽度相位差180o开通关断，Q1和Q4同时开通，Q1 PWM控制关断，Q4固定脉冲宽度关断；Q3和Q2同时开通，Q3 PWM控制关断，Q2固定脉冲宽度关断，Q1和Q4的驱动波形的相位相反；Q3和Q2的驱动波形的相位相反。 |
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| | | | | | | | | 一，有限双极性全桥软开关PWM逆变电路工作原理分析
为了分析方便，突出重点略去无关紧要的细节，假定：
a，输出电感的电感量无穷大，流过该电感的电流是恒定的直流。
b，主变压器是理想变压器，其漏感等分布参数用专门的漏感Lk等效。
c，饱和电感Ls是理想的磁性开关，未饱和时电感非常大，饱和后电感几乎为零。
下面按时序逐一分析该电路的行为
1， t[sub] 0[/sub] 时刻（见图三）： Q1和Q4已经导通多时，原边电流路径为：U+ → Q1 → Ls →Lk → C[sub] B[/sub] → T1 → Q4 →U-。原边电流Ip为副边输出电感的电流Io的1/n(n为变压器变比，n=Np/Ns)。此时饱和电感是饱和的，对电路没任何影响，隔直电容已充上左正右负的直流电压。这是原边向副边传送能量的过程，副边二极管D5导通，D6反偏截止。
图三：t0时刻 |
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| | | | | | | | | | | | | 1， t[sub] 1[/sub] 时刻（见图四）： Q1关断，原边电流Ip因为副边输出电感的作用不能突变，大小仍为Ip=Io/n，原边电流路径切换为为：C1；C3 → Ls →Lk → C[sub] B[/sub] → T1 → Q4 →U-。
图四：t[sub] 1[/sub] 时刻
原边电流Ip为电容C1充电，为C3放电，电容C1和C3连接点“1”点的电压从电源电压U开始缓慢下降，最终会下降到0；Q1的端电压从其导通时的饱和压降（3V左右）开始缓慢上升，最终会上升到电源电压U。设电容C1和C3的容量为：C1=C3=C, 则电压上升到U的时间为：t=2nCU/Io 可以看出，Q1的关断是零电压（3V左右）状况下的零关断，电压上升率和输出电流有关，输出电流越大，上升率就越大，Q1关断就越硬。
t[sub]1[/sub]时刻后，实际上是电容器C1和C3的电压为一次侧 Ls -Lk - C[sub]B[/sub] - T1 - Q4 回路提供电压，隔直电容继续被充电，电压仍为左正右负。原边继续向副边传送能量，副边二极管D5保持导通，D6仍然反偏截止。
3，t[sub]2[/sub]时刻（见图五）：
图五：t[sub] 2[/sub] 时刻
t[sub]2[/sub]时刻，电容C1被充满电，其端电压变成U，C2被放完电，其端电压为零0，由于电感中电流不能突变，电流则通过D3继续流动，使得D3导通，原边电流流动路线改为U- → D3 → Ls →Lk → C[sub]B[/sub] → T1 → Q4 →U-,可见，电流的流动形性成了一个闭环，环的起点和环的终点是同一个点U-，这时的电流称为环流，此时，根据基尔霍夫电压环定律，可得ULK+UCB=0，可以认为：是隔直电容的电压加到漏感上，环路电流急剧减少。
此时Ip=Io/n–(UCB/LK)ta 。副边二极管D5，D6同时导通为输出电感续流，主变压器被短路，环路电流不仅不传递能量到副边，而且在回路各元件上产生焦耳损耗。尤其是在D3和Q4上的损耗，会增加开关器件的通态损耗。故希望环流时间越短越好，环流衰减的越快越好。
在Ip=Io/n–(UCB/LK)ta 中可以看出，在其他条件不变的情况下，隔直电容越小，其端电压UCB会越较高，环流时间就越短，环流衰减就越快。
式Ip=Io/n–(UCB/LK)ta 中ta 为环流衰减时间，当一段时间ta后，原边电流减少到非常小，设为Ipmin。这时饱和电感退饱和，电感恢复到非常大。原边电流会保持为Ipmin的值不变。此时，将Q4关断。
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| | | | | | | | | | | | | | | 1， t[sub] 3[/sub] 时刻（见图六）
t[sub] 3[/sub] 时刻，Q4关断，此时Ip为Ipmin几乎等于0，Q4关断后，由于C2，C4的作用，Q4的端电压从其饱和电压（3V左右）开始缓慢上升，故Q4的关断为零电流/零电压关断。 
图六：t3时刻
Q4关断后，原边的Ipmin小电流，由于漏电感LK 饱和电感LK的作用不能突变，将继续流动，流动路线为：U- → D3 → Ls →Lk → C[sub]B[/sub] → T1 → C2；C4。 为C4充电，为C2放电。此时将有电压UCB+U加在漏感和饱和电感上，电流进一步减少。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 这个确实好！有限双极性软开关，应该针对的是大功率的焊机，也就是用到IGBT的场合，PSFB对MOSFET还行，对于IGBT貌似就差些了。一直想了解有限双极性软开关，不知道有没有专门的控制芯片？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我读书时候的老板，搞的就是焊机，气保焊和脉冲焊。貌似记得用的都是PSFB而已 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 请教！实际应用起来容易实现不？前桥的PWM脉宽通过什么控制？后臂的移相角又如何呢？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 4，t4时刻（图七）
t4时刻，原边的Ipmin小电流为C4充电，为C2放电完毕，电容C4上电压为U，电容C2上电
 压为零，随后D2导通。同样：有电压UCB+U加在漏感和饱和电感上，电流进一步减少。一段时间
后，电流将衰减为零，并往负的方向发展。此时，Q2和Q3同时导通。
5，t5时刻（图八）
Q2和Q3同时导通，电流将沿以下路径流动：U+ → Q2→ T1→ C[sub]B [/sub]→ Lk → Ls→ Q4 →U-。由于饱和电抗器LS还没达到饱和，原边电流从零开始缓慢上升，故Q2和Q3为零电流开通。一段时间后（大于开关管Q2和Q3的开通时间）饱和电抗器LS饱和，失去电流抑制作用，副边电流Io转移到二极管D6上，二极管D5反偏截止，原边电流为Io/n，先对隔直电容放电后又反向充电。
图八：t5时刻
6，t6时刻（图九）
原边电流为Io/n，先对隔直电容放电后又反向充电，电压为右正左负。二极管D6继续导通，二极管D5继续反偏截止，原边向副边传递能量。一段时间后 Q3 PWM关断，原边电流Ip因为副边输出电感的作用
不能突变，大小仍为Ip=Io/n，原边电流路径切换为为：U+→ Q2 → T1→ C[sub]B [/sub]→ Lk → Ls → C1；C3，原边电流Ip为电容C3充电，为C1放电，电容C1和C3连接点“1”点的电压从零开始缓慢上升，最终会上升到U；Q3的端电压从其导通时的饱和压降（3V左右）开始缓慢上升，最终会上升到电源电压U。电压上升到U的时间为：t=2nCU/Io 可以看出，Q3的关断是零电压（3V左右）状况下的零关断，电压上升率和输出电流有关，输出电流越大，上升率就越大，Q3关断就越硬。
图九：t6时刻
t[sub]6[/sub]时刻后，实际上是电源U和电容器C1和C3的电压为一次侧Q2 - T1 - C[sub]B[/sub] -Lk - Ls 回路提供电压，隔直电容继续被充电，电压仍为右正左负。原边继续向副边传送能量，副边二极管D5保持导通，D6仍然反偏截止。当电容C3充电完毕，C1放电完毕，使得“1”点的电压上升到U时，进入t[sub]7[/sub]时刻。
7，t[sub]7[/sub]时刻（图十） 
图十：t[sub]7[/sub]时刻
t[sub]7[/sub]时刻电流改变路径为：U+→ Q2 → T1→ C[sub]B [/sub]→ Lk → Ls →D1 → U+，可见，电流的流动形性成了一个闭环，环的起点和环的终点是同一个点U+，此时ULK+UCB=0，可以认为：是隔直电容的电压加到漏感上，环路电流急剧减少。
此时Ip=Io/n–(UCB/LK)ta 。副边二极管D5，D6同时导通为输出电感续流，主变压器被短路，环路电流不仅不传递能量到副边，而且在回路各元件上产生焦耳损耗。尤其是在D1和Q2上的损耗，会增加开关器件的通态损耗。因此环流时间越短越好，环流衰减的越快越好。
在Ip=Io/n–(UCB/LK)ta 中可以看出，在其他条件不变的情况下，隔直电容越小，其端电压UCB会越较高，环流时间就越短，环流衰减就越快。
式Ip=Io/n–(UCB/LK)ta 中当环流衰减一段时间ta后，原边电流减少到非常小，设为Ipmin。这时饱和电感退饱和，电感恢复到非常大。原边电流会保持为Ipmin的值不变。此时，将Q2关断。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 8， t[sub] 8[/sub] 时刻（见图十一）
图十一：t[sub] 8[/sub] 时刻
t[sub] 8[/sub] 时刻，Q2关断，此时Ip为Ipmin几乎等于0，故Q2的关断为零电流/零电压关断。
Q2关断后，原边的Ipmin小电流，由于漏电感LK 饱和电感LK的作用不能突变，将继续流动，流动路线为：C2；C4 → T1→ C[sub]B [/sub]→ Lk → Ls →D1 → U+。 为C2充电，为C4放电。此时将有电压UCB+U加在漏感和饱和电感上，电流进一步减少。 t9时刻，原边的Ipmin小电流为C2充电，为C4放电完毕，电容C2上电压为U，电容C4上电压为零，随后D4导通。同样：有电压UCB+U加在漏感和饱和电感上，电流进一步减少。一段时间 
图十二：t4时刻
后，电流将衰减为零，并往负的方向发展。此时，Q1和Q4同时导通。………重 G1点对应超前臂关断点，X对应超前臂开关管并联的二极管续流点，T对应饱和电感退饱和点，G2点对应滞后桥关断点。
四，关键元件的设计计算
1，超前桥臂的零电流开通，饱和电感的计算：
饱和电抗器的主要作用就是用来保证超前桥臂的零电流开通，当超前桥臂开关管开通时，饱和电感尚未饱和，电感非常大，电流从零开始缓慢的增加，直到开关管完全开通后，饱和电感才饱和，电流升至正常的副边反射电流。所以要求选用矩形系数大，导磁率高的涡流损耗小的闭合磁芯，首选环形铁氧体磁环，根据高斯磁路定律和电磁感应定律可知：
NS=Ton*U/Bs ……………………(1)
L=N2Sμ0μr/lc……………………(2)
其中：N为饱和电感匝数；S为饱和电感磁芯导磁截面积；Ton为开关管导通总时间；U为直流母线电压；Bs为磁芯饱和磁密；L为电感量；μ0为真空导磁率μ0＝4π×10-7 ；μr为相对导磁率；lc为环形磁芯平均磁路长度。由（1）和（2）式即可得出包和电感的磁芯导磁截面积和绕组匝数，再根据原边最大电流选择线径，保证磁环窗口能绕下绕组的条件下选择合适大小的磁环，这就确定了饱和电感的参数。
2，最小负载下超前桥臂的零电压关断，超前桥臂缓冲电容的计算：
我们起码得保证焊机在最小焊接负载情况下，超前桥臂的零电压关断条件，为此我们设定最小焊接电流为Io1，那么原边电流就为Io1/n 设超前臂开关的固故有关断时间为toff 要求在固有关短时间内保证充放掉桥臂电容C1和C3的电荷，故有：（Io1/n）* toff = Qc =2CU
所以：C = Io1* toff /2nU 由此可求得电容C1和C3的值。
3，空载下超前桥臂的零电压关断，无功功率电感的计算：
空载时，输出电流为零，PWM脉冲宽度最宽，ts 是最大宽度下的环流死区时间，一次侧的电流只有一个很小的励磁电流，在超前桥臂开关管关断时不能充分充放掉桥臂电容C1和C3的电荷，使得C1和C3有一定的残余电压，下一次导通的开关管会直接短路该电容，造成非常危险的微分焦耳热，很容易损坏开关管，因此必须引入无功功率电感，流过无功功率电感的无功电流必须满足：IR≥ 2C*U/ts ………………(3)
无功功率电感并接在主变压器原边，那么有：U = LR *di/dt
所以在一个导通周期内有：IR = U*Ton/2* LR ………………(4)
那么：LR = U*Ton/2* IR ≤U*Ton/2*(2C*U/ts) = Ton*ts/4C
选择无功功率电感为：LR ≤ Ton*ts/4C ………………(5).
则其电感量为：LR′ ≤ Ton*ts/4Cn[sup]2[/sup]
1，适当缩短环流时间，加大环流衰减速度，隔直电容的计算：
环流发生在超前桥开关管关断后，滞后桥开关管关断前的时间段里，我们略去超前桥关断时桥臂电容充放电时间不计，可以得出超前桥关断时刻隔直电容上的电压的变化规律为：
UCX =Io*t/CX – Io*Ton/2*CX ………………(6)
超前桥关断后，其续流二极管导通，此时隔直电容上的电压变化规律为：
UCX =LK * di/dt ………………(7)
联解两式构成的微分方程可得环路电流谐振降为零的时间t的表达式，文献上有计算隔直电容的具体方法，可以直接使用，再根据经验，用实验的方法酌情选取。若隔直电容越小，环流时间就越短，环流衰减速度就越大，环流通态损耗就越小，占空比损失也越小，但原边变压器电压损失会变大，要求变压器变比要增加；若隔直电容越大小，环流时间就越长短，环流衰减速度就越小大，环流通态损耗就越大小，原边变压器电压损失会变小，但占空比损失也越大，要求变压器变比也要增加。所以，只有根据具体情况，适当的选取其数值。
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| | | | | 请教楼主，您讲的是“软开关逆变电路”，但您讲解的电路是直流电源吧？这里的逆变是不是就指在这过程中有DC变高频AC的部分，也算DC/AC了？ |
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| | | | | | | 电焊机界的工程师习惯把有高频环节的电焊机电源叫做逆变电焊机，与通常意义的逆变电源不是一回事 |
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| | | | | | | | | 知道了。我还因为只有DC/AC转化成220V或380V交流电才是逆变器，原来部分DC/DC也是逆变器。长见识了。谢谢！ |
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| | | | | 请问楼主：有限双极控制ZVZCS解决了原边桥臂的“软开关”，可副边整流二极管的反向恢复问题呢？（若都解决了，就实现了“双软开关”，如同工作在最佳状态的LLC-SRC一样。） |
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| | | | | 这个最终还是DC－DC 啊，不知可否用于 DC转 50Hz 正弦波。 |
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