| | | | | 去看你截图的这本书吧《开关电源设计(第二版)》Abraham I.Pressman著,王志强等译
论坛上就有电子档,自己搜一下 |
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | 如果能获知电源滤波的传输特性,反抗采样的比例,以及变换器的转换特性,是可以从上述传递函数倒推出PID系数的。但是有一点,脉宽调制变换器的输出可以用占空比D线性表示,但是谐振电源就不容易了。这样(G变换器+G滤波+G反馈电路)的传输波特图不确定,即使根据截止频率处斜率为-1,总闭环相位裕量大于45的条件,也不易倒推出PID的系数来。
想单纯的化成PID的形式来,是不可能的,因为那样的式子没有包含截止频率的大小,对100Hz低频抑制还有高频抑制的极点。 |
|
|
| | | | | | | | | 看的出你对P,I,D参数调试还是有一定经验的。
在这里,我谈一谈个人对如何利用经典PID调试方法来调试这个电路的理解。
首先,要明白电路中的每个元件是干嘛的,然后在化简电路,这样才能够得到经典的PID表达式,进而得出Kp,Ki,Kd。
以你给出图为例,II型和III型补偿网络中,C2的作用均是用来补偿输出电容的Esr造成的零点,所以时域分析时先将C2去掉(这样做不会影响分析的准确性,在最后调试电路时用该位置放一个102电容)。
如此一来,典型的II型补偿网络就变成了PI电路,III型网路就变成了经典的PID电路,输入输出时域电路的表达式比较容易,公式不好编辑,可参考《清华模电》第7章第2节的一个例题(哪一页记不清了)。可以轻而易举地得到Kp,Ki,Kd参数。
接下来,网上关于PID调试经验的文章有很多......
顺便说一下,II型补偿网络不叫PID控制器,准确来讲应该叫做增强型PI控制器,因为增加了一个Esr零点补偿电容C2,同理III型补偿网络应该叫做增强型PID控制器。 |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | 单独分析PID的时候,是可以将R3拿掉的(主导极点法),但是R3又不能简单地理解成限流作用,R3的存在,可以灵活的调整零极点的分布,在实际开关电源电路中,一般R1是固定的 |
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | 电压带宽?
你是说输入输出不同号吧?
交流小信号分析出现负号很正常,因为交流小信号是叠加在直流信号上的 |
|
|
| | | | | | | | | | | 如果ESR零点低于fc (crossover),一般用II型,这时C2不会是用来补偿这个有用的ESR零点的,
如果ESR零点高于fc,一般用III型,这时C2才会用来用来补偿ESR零点的。 |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | 非常谢谢greendot前辈的指正晚辈论述失当之处,和对Esr零点的精辟概括。
斗胆在前辈面前谈谈我对您的观点的理解,晚辈班门弄斧一下,呵呵
对于电压模式控制的变换器,由于储能元件LC的存在,其功率级传递函数(从控制到输出)都包含一个等效的LC二级震荡环节(造成-40dB/dec的斜率,和-180度相移),这时候如果输出电容的Esr选取合适(如使Esr零点出现在等效LC的谐振点之前),将会对这个二阶振荡环节起到补偿作用(产生+20dB/dec的斜率和+90度的相移,这个零点即为有用的零点),此时,II型补偿网络是够用的。
从另外一个角度讲,电容的Esr不太容易保证,且多数情况下,我们出于降低纹波的要求,尽量减小Esr,即让Esr零点出现在远离穿越频率的高频处,然而高频零点会降低系统抑制高频噪声的能力,因此,需要抵消掉。而此时,LC二阶振荡环节则需要补偿网络的零点来补偿,II型补偿网络只有一个零点,不太够用。所以,一般的电压模式转换器多半采用III型补偿网络,如电压前馈类变换器、推挽类变换器等。
对于电流模式控制的变换器,其双闭环控制机制,使得控制到输出的传递函数中没有了二阶振荡环节,由主导极点法(其实我也不知道如何推导的),可以得到简化的电流模式变换器中的功率级传函只有一个功率极点和一个ESR零点(有时还会出现一个右半平面零点)。这时候II型补偿网络一般就够用了。
总结一下,对于电压模式变换器,一般采用III型补偿网络;对于电流型,一般采用II型补偿网络。
Esr零点问题比较让人纠结,尤其是在低压大电流输出的场合,可能功率极点与Esr零点离得很近....
再次感谢greendot前辈的指点。
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | 工程上,习惯把PID叫做控制器,控制领域习惯把PID叫做补偿器,本质上一样的,都是为了使反馈系统具有合适的带宽和相角裕量,从而具有良好的动态、稳态性能。
不同之处在于,工程上的PID调节对经验依赖多一些;控制领域中的PID补偿对理论模型依赖多一些。
个人理解,呵呵 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 所以与其去千辛万苦,获得PID的系数,不如在bode图上合适的位置放置零极点来的直接,不知道楼主获取这个系数的目的是什么? |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | 电压模式控制器,ESR造成的极点频率如果小于截止频率Fco,就不需要三型PID调整。2型就够了。开关频率如果200Khz,Fco设在40KHz,Fesr频率小于Fco,截止频率处已经是-1斜率了,2型就够了。
Fesr大于Fco的话,LC在Fco处的斜率是-2,用3型,2型就不可以了。
现在有些电源为了减小体积和重量,滤波就直接用一个电容。也不是必须要用LC的。
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这次仿真的目的在于确定fesr和LC谐振点的相对位置所形成的不同的增益和相位走向。
参数的选取是以LC二级滤波为蓝本的,非功率环节的LHP. |
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | Fco理论设计在40KHz没有问题,但是常用误差放大器的带宽是否支持就有待商榷了,我见到的线路中是没有超过10KHz的(基本是电流控制模式的,几乎没有用到电压控制模式)。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是的,AC-DC的带宽一般不超过10K(工作频率一般不超过150K),且受一般通用误差放大器,如431带宽的限制。
但在许多集成了Mos的DC-DC转换器中,工作频率很高,内部集成的误差放大器带宽不是问题,如EXAR的SP7656
电压控制模式除了在一些推挽类场合出现(LLC也算是一种特殊的电压模式,电流模式目前还没见过成熟的方案),其他场合多半是以电压前馈(也是电压模式)的方式出现,如应用于DC-DC的SP7656降压电路,用于PFC+双管正激控制的FAN480x
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我承认实践没有诸位多,所以想请教下,一台电源放在那,不知道你是如何做得出它的带宽不过10KHz的?请告知小弟,谢谢!
我觉得运放有个增益带宽积,利用这个约束关系,运放带宽也不会轻易那么低吧?
现在开关电源确实在向小型化,高密度化发展,但是高效率化,绿色能源方向呢?
PWM开关电源,一开始是硬开关电源,随着频率升高,损耗在增大。后来会在PWM开关的周围增加了缓冲电路,但是这样增加了体积,同时损耗能量转移到缓冲电路中去了。我觉得PWM开关,只要精度不是很高,要求控制时间很短,PWM开关频率何必那么高呢。到时一测效率90%不到,竞争力何在?
还请赐教,你说的电源带宽是如何测出的?
如果你是通过ACsweeep 做出来的,那就不要搞什么截止频率多少分之几了。直接用仪器做PID系数更精准。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 做电源常聊的话题了。
百度上找来的,希望对大家有用。
1.PID常用口诀:
参数整定找最佳,从小到大顺序查
先是比例后积分,最后再把微分加
曲线振荡很频繁,比例度盘要放大
曲线漂浮绕大湾,比例度盘往小扳
曲线偏离回复慢,积分时间往下降
曲线波动周期长,积分时间再加长
曲线振荡频率快,先把微分降下来
动差大来波动慢。微分时间应加长
理想曲线两个波,前高后低4比1
一看二调多分析,调节质量不会低
|
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | |
在一个电路中如何区分哪部分是积分电路、哪部分是微分电路?
结合本图,详细说明积分电路、微分电路的构成,如何识别?
查了一下资料,说C2是微分电容,C1是积分电容,应该如何理解?
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | 当有一个误差信号产生,由于C2电压不能突变,所以信号可以马上传到控制端,起微分控制作用,同样的C1电压不能突变,但能对误差信号进行不断的累加。
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | R2、R5可以省略吗?不可以的话如何确定他们的大小?
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | 正在调控制回路的仿真,头大,原理大概知道,但是动手做还是不行,多试试吧
|
|
|
|