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|  |  | | | | | 反激CCM下,高压输入或者低压输入, 流过MOS管的峰值电流差不多?
一般都是觉得低压时输入电流大,峰值电流就大 |
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| | |  | | | | | | 推导一下DCM、CCM 借41楼参数计算
DCM：100W*2/0.25/300V=2.66A
CCM: Vin×Ton÷Lp÷2+Po÷Vin÷Dmax=IPK2
100V×5uS÷282uH÷2+100W÷100V÷0.5=2.8865A
相差一点点而已。
如果设计高压DCM，低压CCM，参数设计好时，有可能低压的峰值电流和高压的峰值电流会平衡！ |
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 | | | | | 换句话理解
UC3843，反激，90-264V输入，要求输出过流点基本一致，如何实现？ |
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| | | | | | | 我设计的都是低压过流点低 高压过流高 低压过流低的原因是峰值电流太大 导致MOS管源级采样点电压提前保护 请指点 如果过流点一致？ |
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| | | | | | | | | 不加线电压补偿电路时，一般过流点都是随线电压增大而增大，因为最大占空比是一样的。过流点曲线要平坦，简单的就是加补偿电路。 |
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| | | | | | | | | | | 加补偿也只能是高就低而已 就是把高压时候的过流将就低压时候的 这点 我有用过 |
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| | | | | 如果任何输入电压下都是连续模式，那么：
不同输入电压时，输出功率、输出电压都相等，输出平均电流相等，变压器次级绕组平均电流相等，且绕组电流变化斜率相等；
输入电压高时，初级占空比小，次级二极管导通时间长，次级电流下降时间长，deltaI大；
平均电流相等，高压时次级deltaI大，则高压时次级峰值电流大，折算到初级，峰值电流也大。
so，高压输入时MOSFET峰值电流大。
这种问题考虑好几天的意义在哪里啊……算一下或者实际测一下就有结果了。
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发现了推导过程中的漏洞。结论是错的。请无视。 |
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| | | | | | | 是不是还有种理解 假设输出功率不变 输出电压不变 就是低压输入的D增大 导致初级的电感电流ILPK增大 由Isw=ILPK*D 可知 低压输入的时候MOS管流过的电流增大？还有就是按能量守恒来算的话 我更感觉是低压大 次级要输出这么高的功率 初级必须的提供才对 所以有P=U*I 电压低 所以电流增大？ |
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| | | | | | | | | 低压的D增大，为什么ILPK就一定大？低压的上升斜率小。 |
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积分:109912 版主 | | | | | | | 不要定量，去定性分析，看看最底下的提示有没有道理。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 定性分析 临界模式下峰值电流大于CCM下 如果全程CCM的话（100-240） 低压峰值电流显然大于高压 王工定性说下你的观点呗 |
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积分:109912 版主 | | | | | | | | | | | | | 再问一次，A*A-0=B*B-C*C,A跟B谁大？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 数学语言翻译中文： 一个正数等于两个正数的和。问：“和”和“加数”谁大？
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| | | | | | | 输入电压增大，次级deltaI增大，次级峰值电流也增大，平台的电流呢？也就是次级关断时的电流，保持不变？ |
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| | | | | | | | | 这也算是考虑的范围吧 反正题目就是那样的 问在高压还是低压时候 CCM下 流过MOS的峰值电流大 为什么 |
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| | | | | | | | | | | 平台增加的的量 和 deltaI增加的量哪个大哪个小？
也就是初级平台Ip1减小的量和初级增加的量之和 deltaI 随输入电压变化 这才是初级峰值 随 输入电压的变化。推出来看，Ip1+ deltaI只要满足ccm就是随Vin单调递减的 |
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| | | | | | | 我觉得我已经说的够清楚了。总体的思路就是由不变的量推出变化的量。这里不变的量是输出平均电流（次级绕组梯形波斜面中点）和次级绕组电流变化斜率（相同的变压器和输出电压），变化的量是占空比（也就是时间）。先考虑次级再折算到初级很容易得到结论。
我说了我的思路，并且得到了我认为正确的结果。你们非要按你们的思路，还得不到结果，那我也没有办法。
到此为止，不再解释了。
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发现了推导过程中的漏洞。结论是错的。请无视。 |
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| | | | | | | 假设，100K频率，100W输出功率，100%的工作效率 100-300V的直流输入，其中100V输入是占空比是50%，那么300V时候应该是25% ，假设此时电感电流临界。
则，此时峰值电流是：100W*2/0.25/300V=2.66A 计算得变压器初级电感量是：300V*2.5us/2.66A=282uH
输入100V时候，电感纹波电流是100V*5uS/282uH=1.77A 这个纹波电流只提供了44W的输出功率，那么还需要56W/0.5/100V=1.12A的平台电流来提供剩下的56W，所以100V时候的峰值电流一共是1.77+1.12=2.89A，比高压时候要大一些。
如果100V时候电流临界的话，那么我计算的结果是相反的。 |
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积分:109912 版主 | | | | | 假设高压输入输入临界状态，那么低压输入属于CCM，整个过程仍可看做CCM，高压输入假设峰值电流是A，低压输入峰值是B，最低的点是C，那么根据能量守恒，A*A-0*0=B*B-C*C（电感那些就去掉了，没写）。B要大于A，也就是电压越高，峰值电流越低。 与你结果相符  。我在前面早都提示过了，就是没人沿这个思路去想想。 |
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| | | | | | | 感谢文工 有意思 我说了这个问题肯定有蹊跷吧 上面说高压时候大 道理也很充分 现在文工直接上公式 说低压时候大 其实我昨天也把公式列出来了 算了 也是低压大 但是一想这问题既然是cmg 老师说之前面试他的题目 所以就觉得有拿出来讨论的必要 |
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| | | | | | | P=Udc*Ipk*Ton/T?
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文工的图中的Ipk是deltaI所在的中位线，因此是这样的= = |
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积分:109912 版主 | | | | |  ，这还是CCM吗？ |
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| | | | | | | | | P=Udc*Ipk*Ton/T?
Ipk实为Ipk1,即上面那图中的中值: Ipk1=(I1+I1)/2
所以我得出的结论Ipk1 (中值)反比于输入电压, 这个结论是对的.
但是貌似我进入了一个死循环?
I1 即电流起始点变化了吗? 如果变了, 怎么变的?
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| | | | | | | | | | | 我理解是，deltaI增大了，但是平台值，梯形波中较小的电流值那个平台，也上升了，且比detaI增大的量还要大吧，没去分析计算，但是肯定考虑进去的 |
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| | | | | | | | | | | 电压增大，斜率增大，Ipk1减小，所以I1只能减小，但这里讨论的是I2。在实际的反激次级反馈电路中，负载固定时峰值电流基本是定的，反馈会去调占空比和频率，电压增大，频率降低，当进入CCM时，电压增大占空比降低。对应的，相同线电压下，负载增大，峰值电流增大。 |
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| | | | | | | | | | | | | M计算功率，对文工计算方式不敢苟同。
Pin=Vdc*Ipk1*D, 这个功率是正确的啊, Ipk1是梯形中值啊. |
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| | | | | | | 我看了一下你推到的公式，你的Ipk1是中值（难怪我看了半天，后来看你画的图才明白），并不是真正意义上的峰值电流（Ipk=Ipk1+ΔI/2）。是的，根据你的推导中值是减小的，随着输入电压的增加电流纹波ΔI是变大的，那如何确定这两个值相加是减小的？ |
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| | | | | | | | | 看35楼的图！
我来具体解释下，上一次只放了张图，没解释，以为你看懂了。
横轴：D，占空比，逐渐增大，纵轴：电流I，逐渐增大！
当输入电压升高的时候，D减小，这是，曲线的图要从右往左看，Iac是增加的（注意是Iac，即Delta I，而不是你所想的“峰值电流”），Idc是减小的！
峰值电流Ipk=0.5*Iac+Idc！！！
从这个等式及图表来看，Iac的确在增加，但是Idc在减小，且减小的幅度比Idc增加的幅度还要大！！！
因此，输入电压升高，Ipk自然减小！ |
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积分:109912 版主 | | | 1、如果将高压看错临界状态，那么也算CCM的一种吧？
2、如果高压临界？降低电压是全程CCM还是DCM？
3、剩下的就是比较临界状态下跟CCM状态下那个峰值电流大了，谁顺着这条思路去自己验证验证？ |
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| | | | | CMG大師這個回帖原意不是為了要你回答這個問題，為一個不明確的問題考慮幾天，比較有意思，如果單純從這個題目提議來看，因沒有限定條件，結果是一個發散的答案；都說的對，也說的不對；主要考察面試者對一個問題的理解；
如果芯片非強制的QR或DCM CCM 或固定Ton這種控制，權當普通的固定頻率的芯片為考慮；一般電源，輕重載均會先是DCM 轉CCM，低壓容易一些，高壓可能到重載都是DCM；
計算變壓器，常見的是算法取Duty，一般是低壓滿載，默認為CCM的時候的算法，DCM的Duty與CCM計算公式不一樣；標準的FLYBACK的變壓器計算思路是以次級側來計算整個變壓器；這個就是爲什麽有些普通芯片做出來的效率比QR芯片效率還高的原因；如果變壓器理解的很清楚，就不存在對這個問題疑惑；
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| | | | | | | | | | | | | | | 请问下你说的第三种变频，具体是什么IC,能否举一个例子? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 顶！在学校时学习理论和做电源基本是定频的，现在工作了发觉基本不会用定频的IC了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 台达NEM，看你好像是IC设计师呀，呵呵，NCP1351是固定Ton，恒Peak current的，当然条件是一定电压，一定功率下。頻率反走这个东西NCP1351也有，只不过是轻载的时候，上次我看了下它的内部电路。画了时序图。 NCP1351时序图.doc
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我说过，我之前设计的一款电源，OB2269，定频65KHZ，低压满载时65KHZ,高压时满载才48KHZ，这个要怎么理解呢？王工不相信，为什么呢？ |
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| | | | | 1） 似乎:
CC11) CCM模式下，Vin越小，Ipeak越大；
2） |
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| | | | | | | 证明:
设高压时高低点位I1和I2;低压时高低点位I3和I4;
则:I12-I22 =I32-I42 ;
而我们都知道高压更容易断续，即连续深度更浅；
即I2<I4；
所以I1<I3；
即IPeak高压<Ipeak低压。
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| | | | | | | | | 是怎么来的呢 I1[sup]2[/sup]-I2[sup]2 [/sup]=I3[sup]2[/sup]-I4[sup]2 [/sup] |
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| | | | | | | | | | | I1[sup]2[/sup]-I2[sup]2 [/sup] 是CCM低压下Delta I I3[sup]2[/sup]-I4[sup]2 [/sup]是CCM高压下的Delta I（假设在高压下还工作在CCM模式） |
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| | | | | | | | | | | | | 是1/2L(I12-I22)=UoIoT=1/2L(I32-I42)这样么？ |
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| | | | | | | | | | | | | 寻寻觅觅 蓦然回首 原来一切就在灯火阑珊处 早看到这帖子 我就不会有这些疑问了 惭愧 |
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积分:109912 版主 | | | | | | | | 我在22\30\42楼，都有提示，只是你自己不去琢磨罢了 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 老王,我可是承认了你的作用了...
不过我的也遗憾,没去细想. |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个题的答案就是那样的，假设到高压时刚到DCM，答案一下就出来了，但看到很多人列了一大堆的公式来推导，我是2005年春节前几天面试的，电话面试怎么可能推导公式，别人也看不见啊。还有好几个题目，我当时跟面试官协商，只要告诉他答题思路就可以了，他很爽快的就同意了。
所以有思路（思想）就可以了，不必要去记那些公式！ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 嗯 谢谢郭老师的指点 其实那天一开始你把题目写出来后 我回答的答案也是对的 但是我就是想多了解下大家的思维方式 然后学习到更快捷的 更准确的表达方式 对了 郭老师 能不能再把你说的好几道题目也写下呢 我好多思考下 多种思维！！谢谢 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我曾经面试时的一个题目:
正激 VS 反激, 正激变压器饱和与反激电感饱和的机理是否一样, 如何检验变压器饱和与电感饱和(公式或定律均可). |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | [size=14.399999618530273px]正激变压器饱和应该是1、3象限都饱和，[size=14.399999618530273px]反激电感饱和应该是第1象限饱和，都是电流过大，形成的磁场强度过大，导致磁通密度达到Bsmax。电感的饱和可以加直流测量其电感（测量电感时如何加直流偏置），饱和后电感量会很小；变压器的饱和可以将工作电压V加在电感上测量电感，电感饱和后，电流会很大，波形也会畸变。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 了解了一下，伏秒平衡原则：在稳态工作的开关电源中电感两端的正伏秒值等于负伏秒值。
安匝就是I*N,安匝平衡就是原副边的I*N相等。原副边的电流比是匝比的反比就是这么来的！安匝平衡是基本定律，对变压器的抗短路能力没啥关系！
非饱和状态下
NpIp=NsIs=H=u正常B
有点疑惑：饱和状态下NpIp=NsIs=H≠u饱和B。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 饱和后，u值和u0（空气的磁导率）就相等了，这个时候初次级匝比没变，初级的电流很大，次级的电流很小，不会就通过这个来判断电感饱和吧？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 大师，何为IN平衡呢？电感和变压器饱和的本质是一样的，也可以说所有的磁性器件饱和本质是一样，即不满足伏秒平衡。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 个人理解：饱和多指磁性元件的磁芯饱和，伏秒平衡指电感特性（即使空心电感也同样遵循），研究的对象不一样，不可混为一谈吧？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 对于正激类拓扑而言，由于初/次级负载安匝数相互抵消，它们不会使磁心沿磁滞回线移动，只有励磁电流会使磁心沿磁滞回线移动，并可能使它饱和。但励磁电流仅为初级总电流的很小一部分（一般小于总电流的10%）。
但是，在反激变换器中，没有次级安匝数抵消初级安匝数，全部初级电流都会使磁心沿磁滞回线移动。
通过上述的分析，可得正激变换器使磁心饱和的原因是励磁电流，而使反激变换器磁心饱和的原因是初级电流。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 敬佩的郭老师：
我的一点小感觉，其实有时我们对一个问题无法做出快速反应：
有可能我们没有去具体推过，更多的时候是推过但一时想不起来；
往往寻求间接经验，比如这道题：
1.我感觉凡凡和小罗兄的回答同样很好！有时我们了解高低压输出限流点的不一致，和做过高压补偿来改善这样的问题。
2.就是链接中的问题，我们在考量变压器饱和时，一般是看高压还是低压重载电流波形。
3.最好的是王工的直接针对问题的思路，但要知道高压更容易不连续这样的常识。
还有最直接的回答：
4.就是如文工一样的纯数学的演绎，不借助于经验的推导； |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 有时经验更重要，有一小点往往是经验带给我们的印象更深刻；
而曾经de理论学习和推导，会随着时间的推移而渐渐模糊... |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 确实 这就叫熟能生巧吧 确实你说的很对 很多时候 碰到一个问题 总是没办法第一时间反应过来 或许曾经推导或者描述过 但是当问到的时候 总是会有那么的一点小尴尬(至少我是这样的） 我曾问过总工（也就是我之前那帖子里提到的老工程师） 他给我的回答很简单 丢掉的 赶紧捡起来 学会总结 要带着问题去工作和生活 假如这刻脑海里想着这个问题 一定得想办法把它搞懂 时儿时这些东西就一直会在你脑海里回荡 也就能够做到挥之即来 挥之不去 至少现在总工的级别是这样的 不是我有小孩崇拜思维 他真的每个问题 都能分析的来龙去脉 还有他给我的建议是 多做笔记 存在电脑里面的东西那不是自己的 在纸上多写写 好过所谓的一目百行 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 人的一生：
在上学时，能够遇到一位好老师；
在工作后，能够遇到一位好领导；
实乃人生之幸，祝贺你兄弟！
其实我们的成长，
也借助于是否有机会受技术精通的人的指导，
是否有好的实践的平台，还有就是自己的钻研...
所以祝贺你！
你知道在这个世界上并不是所有人都有这样的机会，
有机会接触到良师，甚至有机会沿着一条路一直走下去...
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 恩，听完你的良言倍感欣慰，确实是这样的！我会珍惜的；对了，兄弟！你Q是多少呢、？能有幸和你相识吗？我的Q是258086935 ！！ |
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| | | | | | | 我发短信，从来不少一个标点符号！连QQ消息都是...... |
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| | | | | 对于反激电路来说，请参考“精通开关电源”P50，里面有详细的解说。
随着输入电压的增加，电感的交流电压会随着增加，但是电感的直流电流随着输入电压的增加而减少，由于电感的峰值电流为交流电流和直流电流之和，所以它在高输入电压时也随着输入电压的增加而减少。这就是我们为什么要在低压满载条件下设计反激变压器的原因，目的就是为了不让其在输入最恶劣的情况下出现饱和的现象。 |
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| | | | | 刚回了上一个帖子，才发现原来分出来一个帖子，怪不得原帖中关于这个问题的讨论不激烈。
不才，狗尾续貂一下。
这个问题，最清晰的角度是从次级来看，因为不管输入电压多少，次级电流的变化率是一样的，都是
-Vout/L；而且电流的平方差相等，因为每个周期传递给负载的能量相等；低压时，次级电流的流通时间(1-d)*T更小，所以次级电流的峰值更大，那也就是初级的MOSFET峰值电流最大。 |
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| | | | | | | 低压时，次级电流的流通时间(1-d)*T更小，所以次级电流的峰值更大
这句话是不是有问题？
二极管导通时间减小后要维持相同的电流变化率，次级电流的峰值应该是减小才对吧！ |
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| | | | | | | | | 你再想想 如果次级电流的峰值减小 那怎么维持伏秒平衡？ |
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| | | | | | | | | | | VT平衡和这个次级电流的尖峰有啥直接联系？
我仍然觉得电流风之是减小才对。
而且“从次级来分析输入电压变化怎么引起初级尖峰电流的变化”这思路就是错误的。
次级绕组电压是跟随输入电压变化而变化的，所以次级电流的变化斜率也是变化的。
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| | | | | | | | | | | | | 你把峰值电流公式列一下看下 Ipk=Iac+Idc 这个Idc等于电感电流 对应的次级峰值电流等于Idc=Io/1-D 由于低压时候 D增大 对应次级就是Idc（电感电流）增大 ，所以折射到初级的电流在电压的时候也是大的 这思路你赞成把？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | 真不知道你说的啥玩意
Ipk=Iac+Idc 这个Idc等于电感电流 对应的次级峰值电流等于Idc=Io/1-D 你自己看看。
连续模式下，次级峰值电流是平均电流和交流电流之和，而交流电流的大小和斜率以及占空比联系在一起。
断续模式下就更明白了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 连续模式下，次级峰值电流是平均电流和交流电流之和 这点你赞成的话 那我上面写的就没错咯 至于你说的交流电流大小和斜率以及占空比联系在一起 没错 只是占空比随着输入电压的增大而减小 而交流电流的增大不及平均电流减少的多 对应的 占空比随着输入电压减小而增大 而交流电流的减小不及平均电流增大的多 所以 低压下 峰值电流更大 可能是我表达的不清楚 楼上35帖有个图 你自己去看吧 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 唯一的正解是GREEdot说的
次级去推初级，很多参数耦合在一起，说不清道不明。 |
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| | | | | 年轻人的最大错误就是认错了师傅啊。把ＣＧＭ当作大师，则无论如何都是错误和不正确以及谬误的。
你不会把ＤＧＭ的每一句话都作为毛竹新语录来发表吧？相信你是不会的！
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| | | | | | | 此言差异，CMG在电源领域绝对是大师级别，见过他本人，不但技术好，而且好沟通！
有这样的老师是种幸福！ |
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| | | | | | | | | 不是吧？你看懂他的意思了？我看半天没看懂他在说什么 我还以为他在讲CCM模式和DCM模式呢 |
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| | | | | | | | | 你不会，是在说，你水平，太低了，看见谁，都认为，其人为，大师吧？ |
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| | | | | | | 325683400 LED电源技术交流群，LED电源工程师，电源工程师，EMC技术工程师交流平台，希望我能搭建起一个纯技术交流平台，为工程师提供一个能够解决问题和探讨问题的平台，期待您的加入！ |
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