逆变电感设计

逆变电感设计

1、建模

1.1、单极性控制工频峰值工况等效模型：

                           

1.2、输出电压和电感电流（临界模式）：

1.3、三相双极性控制仿真建模：

输出电压：

电感电流（工频峰值工况与单极性控制高度一致）：

逆变电感，本质上就是一只Buck电感，但不同的是续流二极管接在vss处，这导致计算方法的不同。

2、计算公式推导

电感充电时间   Ton = Du/F = LΔI/ΔV1 = LΔI /(vcc-vout)   ---- 1

电感放电时间 Toff = (1-Du)/F = LΔI /ΔV2 = LΔI/(vout -vss)  ---- 2

两式相加   Du/F+(1-Du)/F = LΔI /(vcc-vout) + LΔI/( vout-vss)

                                      1/F = LΔI [1/(vcc-vout) + 1/( vout -vss) ]

得到：ΔI = 1/F/L/ [1/(vcc-vout) + 1/( vout -vss) ]

由 Vin = vcc = -vss，有：

代入1式 Du = FLΔI/(Vin-vout)

整理后有：

与Buck比较：其中的 vout/Vin 就是Buck因子，即：逆变占空比就是Buck占空比和直通占空比1的均值（落空比减半的意思）

3、逆变输出功率（电压*电流）过程

当前电压 Vout(t) = VoutAC*√2*sin(ωt)

当前电流 Iout(t) = IoutAC*√2*sin(ωt) = Pout/VoutAC/η*√2*sin（ωt）

当前峰值电流 Ipk(t) = Iout(t)*(1+0.5ΔI) = (1+0.5ΔI)* Iout*√2*sin(ωt) ----  5

由此，在拟定频率F和电感量L代入3式后，就可以按5式求得电感电流峰值包络过程：

由此获得电感L的设计参数。

4、电感设计

以输入电压800V（vcc=400V）、输出1KW220VAC逆变为例：

4.1、方法一（最小成本）：

   

  1、调整电感量L，使正弦波顶点（ωt=90度）的纹波系数Ku=2（临界模式）

  2、用此时的峰值电流Ipk(12.8A)、（临界）电感L(310uH)作为电感设计工况，设计电感：

     

  正弦波顶点（90度）是拓扑最大应力，而电感电流最大峰值却发生在远离顶点而更接近工频过零的某个位置

  3、在全周期找到最大峰值这个点： 20度/17.2A

  4、在这个点校核这个电感：

  保持设计工况姿态（匝数），调整该点的电感（220uH），用其电流（23.317）作为电感设计的偏置电流（23.3），使获得的计算电感（220.71）向此前的数据（220uH）逼近、迭代吻合。

5、评估校核工况的饱和情况：

  导磁比（49.8%）不能低于50%太多（40%以上吧）、或者校核工况电流（23.3A）不超过设计工况电流（12.8A）的2倍，如果不能满足，则需要加大电感量L（310uH）使其在正弦波顶点适当退出临界模式 ----重复以上计算、直到满足要求。

6、此电感工艺参数是唯一的，但运行参数有3个：初始电感量、设计电感量、校核电感量，及其对应的电流。

  

4.2、方法二（最优性能）：

  1、增加电感量L，使最高峰值电流出现的位置向工频的顶点靠近，削平两边的山头，出现平台状

     

  注意：此工况的仿真占空比需要调整加大才能维持同样的输出

波形比较：

带来的变化是：

山顶被削平，峰值幅减小，电感纹波幅度减小，顶部远离临界，占空比更接近计算值，输出纹波幅度（及滤波压力）明显减小。

相同滤波工程下、输出纹波显著减小：

   

  工频顶部细节（纹波幅度降到30%）：

   

   这也意味着，如果把差模滤波的成本（用铜用磁）纳入一起考虑，方法2就是性价比最佳。

  电感计算：

  由于平顶山，电感计算不再需要校核工况，用计算（或仿真）参数 L=910uH/8.7A 峰值电流设计这个电感：

     

  评估：

  方案1、2：方法一的设计工况和校核工况，用铜用磁最省

  方案3：（相同窗口）载流8，铜损大

  方案4：载流7，勉强能用，但需40导磁率磁芯

  方案5：载流降到6，但需4环

  方案6、7、8：性价比急剧恶化，否决

4.3、方法三：

不排除能在方法一到方法二之间寻找到的更优化的方案。

4.4、方法四：

直接用 Buck 连续模式（计算公式5）设计，调整纹波系数以实测平顶山校核。

4.5、提示：

1、磁芯选型仅为说明趋势，建议选用更好的磁芯（上述工况用NPH157075仅需单环95匝）

2、并网应用的输出电压应考虑电网电压跌落

3、效率没计入

4、三相单相、双极性（仿真）单极性（推导）控制计算结果非常接近，不用修正

5、磁损计算仅供参考

6、提供的Saber仿真源文件只能在纯英文环境下运行

7、不排斥其他计算方法

5、单相四H桥逆变

     

  单相4H桥（下图）逆变，与三相逆变桥（上图为其中一相）比较：

  除输入电压减半（没有vss）外，其余完全相同，包括：

  双极性驱动信号、占空比、器件应力、电感工况、电感电流纹波及峰值、输出纹波，都完全相同。

  完全可以直接援用上述三相逆变桥设计的所有方法。

  波形对比：

  临界模式：

     

  连续模式平顶山工况：

     

6、4H桥单相逆变的EMC应力

  单臂Buck电感EMC应力较大，双臂对称（或者双线并绕双绕组）电感EMC应力消失，由于没有接地连接，EMC应力消失的彻底程度可能与双（绕组）电感的（以及驱动信号的）对称程度有关，

  这提示：有必要增加一对Z电容实施等电位对地连接：

     

  双（绕组）电感方式下，两只 Cz 电容的加入与拓扑变换不冲突，没有电流应力，无需较大容量，即可实现输出电容与输入电容EMC偶极子的耦合接地。

6.1、注意事项：

1、差模滤波电感也对称分布的必要性并不存在。

2、不要指望能在输入母线上找到一个可以与输出连接的（比如0.5VIN）的中性点，任何这种连接的企图都会破坏拓扑

3、双线并绕双绕组电感仍然按之前的单绕组方法计算，仅在绕制时用双线并绕匝数减半，同名端按电流方向串联。

4、尽管输出端的 EMC 应力消失，但工频电压应力反而加剧的情况并未缓解。如要实现单相供电标准 ---- 零线接地（车架），则双绕组电感前的直流母线应悬置（不接地）---- 且对于更前级的接地变换（比如推挽）要隔离 ---- 而在双绕组电感后的某端接地（车架）。

7、附件：手稿、计算表格、Saber仿真文件