 |  | | | | 哈哈，原来你们最头痛问题是漏感问题，我们最头痛的是成本问题。选择不同形状的磁芯漏感会有一定差异，一般细长的变压器漏感会小一点 |
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| | | | | 想漏感小，还可以夹更多层。
当然，这样成本就会增加，分布电容也会增大，得失就要自己衡量了。 |
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|  | | | | 有时候不得不加屏蔽层,那样漏感又会大点.
设计的时候,尽量避开宽电压范围工作,也可以降低漏感
比如有的从80VDC-370VDC都能工作,这样的话,势必漏感也加大. |
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|  | | | | | | 对了，屏蔽层一般在什么情况下要求加呢？我们这边的变压器基本上都没加屏蔽层. |
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| | | | | | | | | 对于EMI高频共模超标的情况下可以增加，主要是减小原副边耦合电容。但是增加屏蔽会增加漏感，对效率有影响。 |
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| | | | | | | | | 之前搞过次级用铜带绕2TS 没发现显著效果 还是坐等高手解答 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 不管你信不信！
大部分情况下，以50KHZ设计的变压器比100KHZ设计的变压器漏感要低。
输入电压越低越明显，输出电压越低越明显，输出电流越大越明显。
超小漏感的几个前提是：
1、输入电压范围不能宽；
2、输出电压不能低，电流不能大（不同的组合，要求不同）；
3、磁芯结构；
4、绕组结构（特别是绕制工艺）；
5、占空比（匝数比越低，漏感越小）；
6、工作频率；
7、PCB布局。
7年间，已经“诞生”了近千个（实验）变压器，相信我的答案， |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 呵呵，这个我还真没仔细研究过。
在同等情况下，工作频率越高需要的原边绕组匝数越少，而变压器漏感与原边绕组匝数的平方成正比。所以我觉得应该是工作频率越低设计出来的变压器漏感越大吧。
输入电压越低、输出电压越低、输出电流越大等是越明显的，因为此时电流大了，在漏感存储的能量多了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 工作频率越高，LP越小，LP足够小时，什么工艺都没办法。
当LP小于100UH时，这个现象非常明显，显然，LP与工作频率是有关的。
输入电压越低，意味着LP不会很大.......
输出电压越低，意味着匝数比越大.......
输出电流越大，意味着输出绕组匝数很少，无法良好平铺。很多时候即使采用铜皮，也无济于事。
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| | | | | 同一磁芯，想减小漏感可以初级分三层夹2层次级，或再分层，但那样工艺恐怕不容易实现，而且副作用明显，而且无法加屏蔽层了。三文治绕法是性价比较高的了。 |
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| | | | | | | 绕的层数越多，原副边寄生电容越大，恐怕对共模会影响比较大。 |
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| | | | | | | 超小漏感几个不为人知的秘密，关于绕组结构。
其一：初次级完整平铺；
其二：初次级线径相仿（初级合二为一）；
其三：采用较大的电流密度，特别是次级；
其四：不要给磁通密度留下过多的余量（小BAC，大BDC）； |
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| | | | | | | | | 凡哥太经典了 条条数的再理 只是第四条得麻烦你再帮忙详细解说下 |
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| | | | | | | | | | | 细长的磁芯可以本来需要两层的只用一层就可以了，这样可以有效减小原边绕组层间电容。如果工作频率高还可以有效减小邻近效应和涡流效应引起的损耗。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 一般EER磁芯比EE磁芯，漏感要小很多。但是要看实际的情况，灵活运用。
例如，设计一个5V10A的反激，次级可能只有3T。
如果磁芯采用EER2834，怎么绕？次级才3T，除非你采用铜皮，否则用漆包线很痛苦的，不信试试！此时还不如用EE30。
在例如，设计一个3.3V10A的反激，次级可能只有2-3T，那么LP取多少合适？NP取多少合适？占空比取多少合适？
比较合适的设计是，次级3T，匝数比在20左右（反射电压60-70V）。
然后根据LP、气隙来选择合适的磁芯和工作频率（这跟一般的设计流程是不一样的）。
次级3T，原边大概60T，一分为二，大概是30T，那么你要考虑：
什么磁芯能够保证刚好饶满30T？
多大的工作频率下，气隙可以做到最小，且BAC不大，BDC不超？
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| | | | | | | | | | | 采用细长的磁芯，会得到较低的漏感，这个很多教材有论述。
采用细长磁芯，有三点必须考考虑：
其一：层间电容会引起严重的EMI干扰（辐射会非常好）；
其二：如果次级很少，只有2-3T，变压器此时会很难绕制；
其三：细长磁芯的截面积都不大，而磁路长度很大（NP会很大）。
当LP较小时，气隙也会小不了。
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| | | | | | | | | | | | | | | 觉得你从次级来考虑设计这方法不错 只是也有碰到你所说的这些纠结和矛盾 设计电源其实就是一门折衷的艺术 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 正解！
多做点实验，多预备几种变压器的绕制方案，总会得到一个满意的结果。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 优化时，有效电流其实不会有很大变化，既然能平铺次级，为何平铺初级匝数会多呢？
BMAX取0.3没有意义，BAC最好控制在2000GS左右，BDC与气隙等做折中，太大的电感量，气隙很大的，不划算。
MOS的DS电压取570 ？
输入电压是一定的，反射电压也是一定的，MOS电压到底是多少，这可以由改善漏感和缓冲参数来解决。
如果加上漏感，MOS尖峰电压达到了570V，再下降20-30V就是了，有很多方法，例如：
1、RCD缓冲电容上串一个22R的电阻，尖峰会有所下降；
2、DS两端并联一个100PF/1KV的瓷片电容；
3、RCD的二极管改为慢速的，例如，MUR1100，FR107；
如果功率不大时，还可以采用1N4007，此时不要使用HER107、BYV26等超快恢复的二极管。
关于频率超过100KHZ，其实也没那么可怕。
如果是窄范围输入、或者高电压输入（超过300VDC）、或者高压输出（超过100V），建议此时不要工作在CCM模式（至少是不要工作在深度CCM模式），此时频率低一点为好，开关损耗会小很多。
如果是宽范围输入、或者低电压输入(低于100VDC)、或者此时也是低压输出（采用肖特基），建议此时不要工作在DCM模式（尽量工作在深度CCM模式），此时频率即使高一点，开关损耗也不会很大。
但是，很多时候，DCDC的输入电压太低或者功率偏大，导致LP很低。此时为了减小漏感，开关频率也应该低一点为好，这时的开关频率由漏感来决定。
工作频率与输入电压、输出电压、KRP密切相关，要视情况而定。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 能把变压器理解得如此透彻，我还是第一次碰到你这样的人，再问你一个问题，理想变压器可不可以传递直流电。  |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 只不过是实验做得多一点而已，每个人都有自身的优点，也有无法弥补的缺点。
比如反馈环路，我就是看不懂，也么得办法，只能是在其它方面多下点功夫。
变压器的核心原理是磁通密度产生变化，理想的变压器只不过是LP为无穷大，
理想的变压器能不能传输直流，结果是显而易见的。
（当一个理想的直流电给一个理想的变压器供电时，励磁电流为零，相当于开路）
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 明白你的意思！尽管正激输出的能量大小与励磁电感无关，但是直流无法产生交变磁通，如果此时能够通过变压器输出能量，这就违背了电磁学的基本理论。
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这好像超出了现在的理论体系。
加油，谁晓得下一个爱因斯坦是谁咧........ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | |  ，爱因斯坦一定知道答案，但不会出来告诉我们。
我们学电路分析时，讲变压器那一章，对变压器列了两个模型，一个是有磁模型，用磁通和电感来分析变压器，另一个是无磁模型，用匝比和功率变换来分析变压器（与磁无关），我非常希望得到一个定论：理想变压器可以传递直流电，那将是多爽的一件事。
这是没有意义的事了，多谈无益。请问你有QQ吗，有啥问题可以像你讨教下呢。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 能很好掌握好磁元件设计和特性后，证明你水平就上了一个大台阶了，如果搞定环路和仿真，那你水平会再上一个大台阶，加油啊 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 没有很好掌握啊！只是试验做的多一点点。
反馈、仿真现在就不搞了，没有激情啊！ |
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| | | | | | | | | 你好，能不能详细讲一下"初次级线径相仿（初级合二为一）"这个是什么意思
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 学到是不少，但是都不能深入和巩固。
只是听个概念。
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,嗯，就是这样了
,我找了很多贴子，有说能的，有说不能的，我认为用作反激电源，当然不能传递直流电，储能为0；但是用作正激，却是可以的。你认为呢
呵呵，呵呵
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