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 |  | | | | 想用384X搞定所有的拓扑吗？理论上是可以的，期待中。
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|  | | xkw1cn- 积分：132663
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- 主题：37519
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- 帖子：55813
积分:132663 版主 | | | | 真是急性子啊！才一个小时就不耐烦了  楼主等大鱼呐！
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|  | | | | 1.Buck
2.1.1一款5V/6A电流模式控制同步Buck变换器
1．规格要求
输入电压Vin：10.8V～16V
输出电压Vo：5V
输出电流Io：8A
基本要求：空满载切换具有良好的动态响应，效率不低于90%，纹波噪声≤50mVpp，输出电压启动过程中最好不要有过冲现象。
2．设计分析
直流变换器的设计，先关注静态指标，再关注动态指标。
静态指标：效率，对于5V/8A输出的应用，受限于目前的半导体技术，欲达到90%的效率，必须采用同步整流技术；纹波噪声，一般只要布局合理，输出LC选用合理，达到50mVpp的指标压力不大。
动态指标：主要涉及到负载动态响应以及启动特性，商业化的Buck控制器，采用的控制方式主要有：电压模式控制、峰值电流模式控制、平均电流模式控制、COT控制、V2控制等。几种控制方式各有优缺点，针对本设计而言，选用任何一种控制方式都是可行的。
UC3843是一款非常经典的峰值电流模式控制IC，下面以UC3843作为主控IC，在仿真环境下搭建同步整流线路，预测从启动到稳态，再到动态的的电路行为，并对电路结构进行优化设计。
3.基本电气功能验证
图1.1 3843通过非门产生两路输出互补的PWM信号，开关频率200kHz，分别驱动Buck的主管和续流管，基本做法我在另一个SImplis仿真应用的帖子里介绍过了，此处不再赘述
，反馈部分采用UC3843内置的运算放大器，Type II补偿网络，采样主管开关电流做峰值采样信号，利用经典的斜坡补偿方法进行斜坡补偿。
图1.2 验证启动及稳态输出波形（环路已经经过优化，穿越频率20kHz，幅值裕量60°）。
4.设计优化
从图1.2可以看出，输出电压在启动过程中有过冲，为啥呢，原因很简单，没有软启动电路。控制直流变换器的启动波形的形状，大致与以下几处着手：1.环路响应速度----如图1.2所示，我们知道，对于UC3843构成的闭环Buck系统，其系统的给定，是UC3843内部运放同相端的2.5V基准，是个阶跃信号，基于经典控制理论知识，我们可以近似的得出如下结论，在保证相位余量的情况下，穿越频率越高，图1.2的启动过冲电压越小....这个不详细讨论，展开说来就扯远了，因为调整环路不是解决启动过冲问题的根本办法。
2.控制启动阶段电流环的基准，（即控制电压环误差放大器的输出电压，使其在启动阶段缓慢上升，进而使占空比缓慢展开）。具体到本电路上，就是控制UC3843的Comp引脚电压启动阶段的波形，只需要一个低成本的PNP三极管电路即可实现，如下图所示：
图1.3 控制电流环基准，做软启动控制
图1.4 满载输出启动波形，输出过冲得到有效控制。这种软启动的方式成本低，但它是一种听过控制电感电流而间接控制输出电压波形的方法，受负载影响：
图1.5 空载启动时，输出再次存在过冲现象。
3.直接控制电压环基准
在环路调好的情况下（穿越频率和幅值裕量足够），如果能控制电压环的基准缓慢上升，则输出电压可以有效地跟随电压基准的波形，进而实现比较理想的软启动效果。
图1.6 外置运放，并控制电压环基准波形，进而控制输出电压波形。
并且，输出电压波形不随负载的变化而变化：
本帖最后由 荨麻草 于 2016-7-19 20:36 编辑
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| | | | | | | | | 可以，将VREF与OSC引脚之间的电阻换成镜像电流源，控制镜像电流的大小，进而控制频率的高低----如果需要做闭环负反馈，将误差放大器的电压信号通过V-I变换电路转换成电流信号，传入镜像电流源即可.
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| | | | | | | | | 12 串联谐振LLC
UC3843是可以做LLC的，只不过要麻烦一些，以一个设计案例说明实现方法：
Vin：400V
Vo：24V
IO：12A
先贴仿真原理图以及关键点测试波形，有时间再探讨具体实现方法：
图12.1 基于3843实现闭环LLC控制的方法（参数随意取的）
图12.2 启动波形
图12.3 谐振腔关键点波形
图12.4 环路小信号分析
本帖最后由 荨麻草 于 2016-7-22 22:45 编辑
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| | | | | | | | | | | ＬＬＣ 占空都是设定50的吗， 输出整流那里有一个电厂感，这个电感取多大的合适？
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| | | | | | | | | | | | | 1.对的，是用一个D触发器对UC3843的PWM信号做二分频处理，产生一组对称输出50%的占空比，然后通过HIP2101驱动芯片做死区，到MOS管的驱动信号死区是通过RCD调整的；
2.这个不是电感，是一个电流探头，测电流用的
本帖最后由 荨麻草 于 2016-8-7 12:48 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | 我个人感觉，加了这么多的外部芯片，和外围成本加起来是不是会比专用的ＬＬＣ芯片多呢．
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 虽说这些外围芯片都不贵，但毫无疑问，加起来成本肯定会超过通用集成LLC控制器的... 
这个仿真案例仅仅只是为了说明UC3843可以实现LLC控制...如果应用于工程中，唯一的优点（勉强能说得上是优点）是频率范围灵活可调。
另一方面，需要额外的OCP线路，也是一个阻碍该方法应用于工程实践的壁垒。
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| | | | | | | | | | | @荨麻草，请问你是如何实现让UC3843出50%的占空比？请帮忙解释一下，谢谢！
直接用PIN4波形加到PIN3上，设置最大占空比为50%。但是你的原理图没有看明白。
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| | | | | | | | | | | 楼主，请教下，你的D触发器从哪下载的，还是自己做的，能否发个链接用下？
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| | | | | | | | | | | 大师，刚看下载下来的输出采样都没有接 还可以仿真？
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大师，为啥我看下载下来的原理图里面 输出电压采样都没有接，还可以仿真？ ...
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| | | YTDFWANGWEI- 积分：111017
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- 主题：142
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- 帖子：46129
积分:111017 版主 | | | | 顶楼的图及参数存在过充，直接在顶楼图上R4，也就是2.2k电阻两端，并联一个105电容串100欧姆电阻，你再仿真看看输出波形是否有改善?
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| | | | | | | 按照楼主的参数，仿真了一下，但是在输入时12V的情况下，输出为0啊，是什么情况？
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| | | | | | | 我这个一模一样复刻的怎么仿真结果完全不对
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原理图
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仿真结果
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UC3843.zip
10.87 KB, 下载次数: 29, 下载积分: 财富 -2
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| | | | | 2.正激
2.1 单管正激（没什么好说的，隔离相当于隔离版本的Buck）
Vin：10～15V
Vo：24V
Po：200W
采用第三绕组复位，单管正激。
图2.1 单管正激基本功能验证电路（TL431 feedback ）及启动波形验证
图2.2 单管正激启动波形优化电路（OP AMP feedback）及基本功能验证
2.2 双管正激变换器（原理比较简单，也没什么好说的，直接搭电路）
Vin：250V～420V
Vo：12V
Po：300W
计算功率级参数之后，设定变压器，电感，电流采样电路等参数，双管采用经典的变压器驱动方式，基本功能验证电路采用UC3844，输出二极管整流。
图2.3 双管正激基本功能验证电路
一般而言，12V/25A输出这种级别的电源，处于提升效率的考虑，需要采用同步整流技术，正激的同步整流驱动电路有许多种，大致包括自驱型、外驱型以及自驱和外驱相结合的混合驱动型，这些同步整流技术各有优缺点，下面以外驱型为例，将图2.3的二极管整流电路更换为同步整流线路：
图2.4 双管正激启动波形优化及同步整流控制电路及启动优化
本帖最后由 荨麻草 于 2016-7-21 20:41 编辑
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| | | | | | | 把最后的同步整流原波形和同步管子时序画了哈，感觉把，整流管和续流管在关断的时候都和原波形有交叉，如果我没画错的话，要是搞成延迟导通，提前关断，就完美了
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| | | | | | | | | 时序图是对的，与原波形交叉不是问题，出来的两路信号不交叉即可：
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| | | | | | | | | | | 交叉吧，给我感觉就像用qr的同步IC，上到CCM状态。。。。
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| | | | | | | 3 有源嵌位正激
3.1 低边钳位（即P管钳位）
适用于低压输入场合，仿真电路搭建过程，在另一个帖子中提过，过程略。。。举一例：
Vin：36V～75V
Vo：5V
Io:40A
显然要用到同步整流技术，同步整流电路参考第2.2节双管正激同步整流驱动电路。P管为负压驱动，采用如LM5025/6的常规做法，做死区后利用电容和二极管产生负压。
图3.1 有源嵌位正激变换器（低边钳位）
图3.2 关键点波形
本帖最后由 荨麻草 于 2016-7-25 21:09 编辑
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| | | | | | | 3.2 高边钳位（即N管钳位）
适用于高压输入场合，驱动方式与不对称半桥类似，简单讲，高边MOS管驱动信号与主管驱动信号互补，同步整流驱动时序与普通正激一致，仿真电路搭建思路与低边钳位电路类似，举一例：
轨道交通DC-DC转换器：
Vin：60～166V
Vo：24V
Io：12.5A
采用常规的二极管整流技术，输出电感的计算与普通的Buck变换器无异，变压器匝比取5:3（或者玩极限一点，采用电压模式控制，将变压器匝比取到2:1），于是可以搭一个简单的原理性验证电路：
图3.3 高边钳位有源正激原理验证电路以及基本电气性能验证
图3.4 关键点信号波形
我们知道，有源嵌位正激的钳位电容Cclamp与变压器的励磁电感构成了一个讨厌的双零-双极点（Double zeros and poles）：
图3.5 由Lm与Cclamp及Duty构成的双零-双极点
该双零双极点不是我们想要的，设计中应予以规避，通常Cclamp不超过0.1uF，变压器的励磁电感尽量取小一点，以不超过100uH为宜，简单研究一下，Lm的取值对功率级小信号的影响：
图3.6 励磁电感对环路小信号的影响
本帖最后由 荨麻草 于 2016-7-25 21:36 编辑
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| | | | | | | | | 荨麻草大师，能分享下ACF扫描的Simplis仿真文件吗
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| | | | | 硬开关全桥是否采用的是通常所说的双极性控制？也想问下双极性控制和移相控制对于变压器设计有和不一样？
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| | | | | | | 硬开关全桥属于对称控制....有限双极性控制指是四个管子的驱动信号，有两个管子的占空比固定为0.5，另外两个则是PWM脉宽可调的。至于普通全桥与移相全桥的变压器，个人理解，相同功率等级条件下，多半情况下是可以互换的，不过移相全桥考虑到ZVS的范围，一般倾向于把变压器的励磁电感取小一点。
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| | | | | 6 硬开关半桥
硬开关半桥的上下管驱动信号对称，同步整流管的驱动信号则分别与上下管的驱动信号互补。因此，若使用UC384X控制半桥，首先要产生一组对称输出的PWM波，其中一种思路为，先倍频，再分频成一组占空比为0.5的互补方波，原始信号通过与门芯片，与这组互补方波分别相与，于是就产生了一组占空比可调的对称输出的PWM波，具体实现方法如下：
图 6.1 利用D触发器将UC3843的输出信号二分频，通过双与门芯片，分别产生对称输出的信号A和B，同步整流信号的产生，与前面几个小节的做法类似，不再赘述，举个设计案例：
Vin：200V～400V
Vo：24V
IO：25A
一般情况下，半桥多采用电压模式控制，问题来了，如何利用峰值电流模式控制的芯片UC3843做电压模式控制？
其中一种方法是，利用PWM信号整形，通过RCD整形，得到RAMP信号。
图 6.2 电压模式控制半桥变换器（副边采用全桥同步整流）
图6.3 启动波形
图6.4 Open loop Gain
本帖最后由 荨麻草 于 2016-7-22 18:18 编辑
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| | | YTDFWANGWEI- 积分：111017
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- 帖子：46129
积分:111017 版主 | | | | 384X做电压型控制，将4脚的震荡波形分压引入3脚不就可以了吗？
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| | | | | | | | | 恐怕不行，因OSC的幅值和形状是确定的，那样做，无法实现占空比调节
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| | | | | YTDFWANGWEI- 积分：111017
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- 帖子：46129
积分:111017 版主 | | | | | | 电压型控制，不就是误差放大器输出跟固定的三角波进行比较，控制占空比吗？
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| | | | | | | | | | | | | 原理上是这样的，而且一般的电压模式控制芯片也是这样做的。
但是3843作为峰值电流模式控制IC，内部的比较器是三角波的峰值与误差放大器的输出相比较，三角波的峰值不改变，占空比就无法改变。所以三角波发生电路要从PWM信号取，PWM宽度改变，三角波的峰值跟着改变。
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| | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分：111017
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- 帖子：46129
积分:111017 版主 | | | | | | | | 我想你的理解是错误。不是三角波的峰值与误差放大器的输出，而是3脚信号与误差放大器进行比较。只不过我们电流型控制，当驱动信号关闭后，没有了电流信号，所以你看到的好像是误差放大器输出与三角波的峰值进行的比较。
按照我说的，三角是固定三角波，当3脚低于1脚（有分压，但是这里这样描述简单），有驱动信号，当3脚等于1脚，驱动关闭，此时3脚及时高于1V，又有什么问题？没有任何问题，不信你可以仿真一下。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 我觉得我的理解应该是没错的，不过用OSC信号作为三角波发生信号的思路可以探讨一下，下班后试一试 本帖最后由 荨麻草 于 2016-8-11 14:51 编辑
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| | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分：111017
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- 帖子：46129
积分:111017 版主 | | | | | | | | | | 你的理解应该是错误的，如果你测试过带斜坡补偿的3脚的波形，你就会明白我的意思。带斜坡补偿的波形，在驱动信号关闭后，3脚是仍存在信号的，当然调整参数，可以让这个信号幅度高于误差放大器输出。
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| | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分：111017
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- 帖子：46129
积分:111017 版主 | | | | | | | | | | 其实道理很简单，并不是误差放大器输出与电流信号的峰值进行比较（当然实际中是这样，但我们拿一个别的东西代替这个电流信号一样可以），驱动信号发生时刻没有问题，是一个震荡的开始时刻，但什么时候关闭呢？是3脚高于1脚就关闭，注意，无论3脚是什么无论是一个固定的三角波还是一个电流信号，只要这个店高于误差放大器，驱动就关闭，那么就好分析了。
假设原来是电流型控制，达到稳态后，误差放大器输出是一个固定值，当一个脉冲结束，我们将电流信号换成我说的固定的三角波，脉冲开始这个三角波开始从零开始增加，在低于误差放大器之前，RS触发器不动作，当三角波达到误差放大器的值后，RS动作关闭驱动信号，此时，三角波幅值继续增加，但此时已经没有任何影响了。
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| | | | | | | 这个D触发器在simplis仿真器下面，根本不能用啊? 版主你是在哪里添加的？
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| | | | | 8 硬开关全桥+同步整流
与半桥的控制方法类似，不再赘述，举一设计案例：
Vin：200～400V
Vo：28V
Io：18A
采用峰值电流模式控制，输出全桥同步整流：
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| | | | | 9.移相全桥+同步整流
移相全桥的特点是：原边四个管子，对角同时导通向副边传递（严格来说，还要算上占空比丢失）。四个管子的驱动信号占空比均为50%，且两两互补。如何用UC3843实现移相呢？（事实上任何一款PWM芯片都能做移相全桥，不局限于3843）
其中一种思路：沿用前面讲的硬开关全桥/半桥的控制方法，用两个D触发器，分别取UC3843 PWM输出信号的上升沿和下降沿，生成两组0.5占空比对称输出的方波，做个死区，然后进行驱动放大，驱动MOS即可。举一例：
Vin：200～420V
Vo：13.8V
Io：145A
2kW级别的充电机，考虑成本和宽输入范围，移相全桥是常用的拓扑。进一步，若考虑效率，需要同步整流。
按照上面的思路，基于UC3843搭移相全桥及其同步整流的控制线路。
图9.1 移相全桥全波整流原理图
图9.2 启动
图9.3 关键点波形
本帖最后由 荨麻草 于 2016-8-4 09:53 编辑
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| | | | | | | 9. 移相全桥+同步整流（续）
进一步考虑，145A的电流，对变压器和电感的线圈绕线、散热、结构等，是个不小的考验，应当考虑倍流整流，或者采用原边串联副边并联的方式。
图9.4 原理图
图9.5 启动
图9.6 移相全桥的占空比丢失现象
本帖最后由 荨麻草 于 2016-8-4 09:12 编辑
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| | | | | 10. 有限双极性ZVS全桥
关于这种拓扑的控制方法介绍，可参考Intersil的ISL6752/54系列的应用笔记及数据手册，同为软开关拓扑，与移相全桥不同的是，有限双极性全桥的两个桥臂上管固定50%的占空比，下管则是PWM脉宽调制，进而调节输出电压。从驱动控制上看，有限双极性的控制方式，更像是移相控制与普通PWM方式控制的结合。
用3843实现，我们可以从前面的硬开关控制全桥和移相控制全桥找一些灵感。
采用一个D触发器，二分频处理，产生一组50%占空比的方波，控制全桥的两个上管，用两个与门芯片，产生两路对称输出的PWM信号（ 注意死区问题），驱动两个下管。
举一例：
Vin：200～420V
Vo：13.8V
IO：110A
功率级电路的设计方法与移相全桥几乎一样。
图10.1原理图
图10.2 启动
图10.3 驱动波形
图10.4 开关管电流波形以及谐振电感电流波形
本帖最后由 荨麻草 于 2016-8-4 12:23 编辑
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| | | | | | | 空载输入电流（注意输入没有加LC滤波器）的有效值和平均值，供参考：
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| | | | | 补充用法
A。 UC3843做多相交错
根据UC3843的数据手册，RT/CT引脚可通过外部信号进行同步控制，基于该原理，我们可以将UC3843拓展到多相交错并联应用。
图A1 外部时钟同步信号
以两相交错并联Buck为例（当然，1楼列举的例子同样可实现多相交错），如图A1所示，在外部同步信号的作用下，UC3843的PWM信号与外部时钟信号是同步的，如果用两个错相180度的外部时钟信号分别控制两片UC3843，便实现了交错控制（同理，三相，四相...n相，分别让外部时钟信号错相360°/n即可）。这里我们用D触发器通过分频的方式，产生两路错相180°的外部时钟信号：
图A2 利用D触发器产生错相180°的同步信号
应用于电路，举一例：
Vin：12V
Vo：5V
Io：16A
两相交错并联，通常采用峰值电流模式或者平均电流模式，共享电压外环，电流内环独立，原理上就实现了自动均流，以UC3843为例：
图A3 UC3843实现两相交错Buck
图A4 启动波形
图A5 驱动信号错相
图A6 电感电流错相
本帖最后由 荨麻草 于 2016-8-7 12:37 编辑
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| | | nc965- 积分：102216
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- 主题：115
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- 帖子：29445
积分:102216 版主 | | | | |
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| | | | | | | 荨麻草大师，你的这个UC3842做的交错并联BUCK仿真文件能分享下吗
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| | | | | | | 荨麻草大师，能请问一下按照您图片里面的模型搭建出来，波形一直都是振荡后稳定在了VCC电源12V左右，能帮忙看一下原因吗？谢谢
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| | | | | | | | | 。。。好吧我自己找到地方错误了，那个HIP2101复制的时候HI和LI调转了谢谢
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| | | | | | | 你喜欢用这仿真，这仿真建模容易。UC38系列其实做了不少的东西。
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| | | | | | | | | 384x是大部分流行于市面的PWM控制器的鼻祖，既然是鼻祖，按理说，就应该能实现绝大部分直流变换器的控制。
纯粹个人爱好，研究一下...实际产品开发中，不会这么干的 ，一般实际用什么芯片，就用什么芯片模型去仿，实在没有合适的模型，才考虑用384x去搭
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| | | | | 零极点是如何判断的（目测的方式，除了本身的属性判断），在环路补偿时候，比如我想加个零点或者极点，经典的431+817,在采样电阻并电容，或者串电容，
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| | | | | 大赞，顶
3843的确是个很方便的PWM Controller，对于仿真来说
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| | | | | 其实老胡，你都把3843做到这地步了，干脆都可以直接把3843直接去了（因为对于某些拓扑，有3843里有某些东西多余了），稍微加一点电路，就能完全用自己的逻辑来实现了，关键是不用现成的控制模型，而用自己搭建的，仿真速度真能快不少，每个地方全部能自己调控，爽的不行
本帖最后由 ckj_ck 于 2016-8-19 13:03 编辑
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| | | | | | | 多谢建议，然而那样就跑题了……本帖从一开始就是着眼于产品级别的虚拟原型机验证（除驱动电路需要额外设计，其余的器件，如非门，与门，触发器，是可以直接买到的），而不侧重原理性的研究，也就是说，本帖力求直接照搬上面的电路就能搭实物，并且能work，如果考虑产品化，再加一些保护线路即可。如果拿掉3843，实物怎么搭呢？
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| | | | | 等着你的《直流变换器电气仿真与设计优化》，太需要这本书了，期待您能早点让这本书面世。
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| | | | | | | | | 什么时候出书，另外仿真源文件能否发一下，好好学习！
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| | xkw1cn- 积分：132663
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- 主题：37519
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- 帖子：55813
积分:132663 版主 | | | |
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| | | | | | | 原理上是可以的，不过需要一个硬件乘法器，太复杂了，划不来。。。
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| | | | | 楼主你的仿真文件能上传一下吗？对着你的仿真文件一个一个分析一下，看看发现啥问题再回来讨论一下
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| | | | | 你好，我用UC1825搭了一个半桥，仿真老是出差。
我注意到，你前面用UC3854搭的半桥，里面用了D触发器产生两路PWM，但是那个D触发器不是simplis下面的，这个是在哪里添加？
我是上传一下电路，你帮我看看是怎么回事.
UC1825.zip
(19.71 KB, 下载次数: 11)
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| | | | | 我刚好也有一款电源在设计，用的是.3843 ，做的是DC/DC反激，AC/DC和DC/DC的变压器算法有没有什么区别？ |
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| | | | | 请问这是个啥元件 在哪里选的，
还有电流采样的也是 不知道在哪里找的？
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| | | | | | | 太厉害了，看了你的仿真，感觉38系列芯片，啥拓扑都可以做啊。 期待版主的书快点出来，我赶紧买一本。
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| | | | | 大师，《直流变换器电气仿真与设计优化》这本书出版了吗？
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| | | | | 版主您好，请问这些开关电源的simplis的仿真能发一份，想跟着学习学习，万分感谢
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