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| | | | | 同步整流的控制大概有自驱、基于漏源电压、基于伏秒平衡及自适应控制几种,每种控制法都有各自的优缺点,伏秒平衡控制法主要是在CCM模式及动态伏秒不平衡时存在一些问题,这里就准备探讨和解决这些问题并尝试DIY一款基于伏秒平衡原理的同步整流控制电路。
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| | | | | | | 先以隔离反激同步整流为讨论目标,反激的储能电感就是变压器本身其波形特性如下: 图1-3 反激输出二极管Vf+端波形 仿真参数:变压器匝比n=6.5:1,输入电压100V 、输出电压12V、二极管导通压降0.7V、开关频率60kHz。 上述波形中的Vf+是图1中输出二极管的阳极波形,在Ton时刻受输出电压钳位Vf+=12+0.7=12.7V,在Toff时刻输入电压通过变压器折算到次边Vf+=-100/6.5=-15.38V (因漏感的分压作用实际仿真值为-14.92V)。这个Vf+近似的反映了电感两端的电压变化情况,因而可以用此电压来构建和模拟伏秒平衡时的电流状态,从而实现对电流的预判断。 |
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| | | | | | | | | 模拟电感电流可以用一个积分电路来实现,积分电路还可以平滑掉高频震荡波提高电路的抗干扰能力,这里采用简单的RC电路来实现积分功能。 图1-4 用RC积分电路实现电感电流模拟
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| | | | | | | | | | | 用仿真来验证上述RC 积分电路对电感电流的模拟效果:
图1-5 电感电流与模拟电感电流对比 图1-5中模拟的电感电流与实际电感电流是一种镜像且存在一直流偏差的关系,直流偏差对于伏秒平衡应用几乎没有影响,经相关处理后这个模拟出来的电感电流就可以为我们所用了,通过预判断来进行延迟开启及提前关断等操作。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不客气,佩服你们业务时间上传作品的,也需要腾出很多自己的时间。不容易哦。
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| | | | | | | | | | | | | 图1-5中的模拟电感电流是一种镜像的交流信号处理起来有些麻烦,所以把积分电路变换成另一种形式。 图1-6 RC积分电路2 同步整流是对开关管进行操作时间为nS级的所以控制电路中没有采用运算放大器都只是高速比较器,镜像操作如上图将积分电阻、电容互换位置即可。不过这种操作后参考点变成了Vout,通过二极管D5钳位。 另外初步将同步整流管放置在低边,这样驱动会简单些不过EMI共模噪音会差一些。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 稳态时同步整流驱动信号Qr的产生可分下面两部分: 一、 延迟开启 图1-6中的输出二极管阴极Vf-端的信号和初级MOS驱动信号Q近似同步 图1-7 输出二极管阴极Vf-信号 以Vf-信号为参考增加一小段延迟(死区时间)就可以得到延迟开启的Qr信号。 二、 提前关闭 通过比较模拟的电感电流信号V_inductor和输出Vout信号来实现提前关闭同步信号的功能。 综合一、二两点得出稳态CCM模式时的同步驱动Qr信号如下: 图1-8 稳态CCM模式Qr信号及产生电路
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 断续模式时电感电流波形会有些震荡,调整一下上述电路的电阻参数即可解决。 图1-9 稳态DCM模式Qr信号 动态时伏秒“不平衡“,针对这种基于伏秒平衡的控制方法要如何改进呢?
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| | | | | 反激的伏秒平衡公式为Uin*Ton/Lm =Uo*Toff/Lm简化后Uin*Don =Uo*Doff,最后推出Uo=Uin*Don/(1-Don)(在BCM或CCM模式下)。 在电源刚上电时,输出电压Uo从零开始逐渐上升至设定电压值,这个过程中若要维持伏秒平衡则Toff的时间将远大于开关周期,对于定频控制模式这是无法实现的所以在此阶段伏秒无法满足平衡。 图2-1 上电伏秒不平衡波形 上图中由于伏秒不平衡电感电流要比稳态时的高(电路有做限流处理),模拟电感电流也超出了n_vo信号的范围,同步信号Qr失控。图中的tsr信号表Q同Qr信号相与的操作,用来检验原边及同步信号是否同时导通,正常情况tsr信号应恒为低电平。 |
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| | | | | | | 要实现任意情况下都“满足”伏秒平衡成立,根据伏秒平衡公式有两种方法: 方法1、在开关周期上做文章 这种方法是强制令信号Q+Qr<=T(Q、Qr这里分别为原边及同步MOS的导通时间,T为开关周期),这样即使输出电压Uo=0也可以推算出同步整流信号Qr的最大导通时间以避免出现同时导通的情况。 具体实施方法是由Q信号(实为Vf-信号)触发周期≤T的计时器电路作为次边同步MOS的关断信号,这种方法只针对临界和连续模式在断续模式下不受影响。另外增加了欠压保护功能,仿真效果如下: 图2-2-1 周期法启动及动态波形 按照周期法做的仿真在启动、满载到轻载、轻载到满载的过程中都没由出现同时导通的情况(tsr信号恒为低电平)。 对图中圈1和圈2做局部放大如下: 图2-2-2 周期法满载到轻载突变局部放大图 图2-2-3 周期法轻载到满载突变局部放大图 从仿真结果看,周期法可以解决连续模式、大动态负载下的同步整流控制问题。但周期法也有局限性需要根据主开关的工作频率来精确设置同步整流管的工作频率,在变频模式中无法使用或是性能达不到最佳。
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| | | | | | | | | 方法2、在输出电压上做文章 鉴于周期法的局限性,强制设置一个输出电压Uo来解决动态时伏秒不平衡的问题。
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| | | | | | | | | | | 实际操作了一下找到一种更简单的电路形式: 图2-3 Vout法电路 仿真结果如下: 图2-4 Vout法仿真波形 这种方法电路比较简单用四个高速比较器即可实现,其原理是借鉴环路的滞后性在电路中也加入相应的滞后环节。
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| | | | | | | | | | | | | 在对这种Vout法做极限测试时发现了几个问题,其中之一就是这种Vout法存在次谐波震荡的隐患。 当初级侧电流采样电阻取R=0.3时电路工作正常,波形如下: 图3-1 R=0.3正常波形 当取采样电阻取R=0.1时发生了次谐波震荡, 图3-2 R=0.1次谐波震荡波形 这里的次谐波震荡与电流模式(CCM、Don>0.5)反激略有不同,在前一个周期输入向输出传输能量,后一个周期输出向输入传输能量(电流斜率由次级漏感决定),其它方面比较相似。发生次谐波震荡时输出电压低于设定的12V。
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| | | | | | | | | | | | | | | 消除次谐波震荡可以加斜坡补偿或者令占空比Don<0.5,图3-2是有加斜坡补偿的只是补尝的太少。图3-1中最大占空比上限为Donmax=0.8,但是并没有发生次谐波震荡,那么次谐波震荡的临界条件是什么呢?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 上述次谐波震荡问题是由仿真造成的,Vcont信号有个错误的delay。因匝比n=6.5:1,正常工作时占空比Don=6.5*12/(6.5*12+100)=0.438不具备发生次谐波震荡的条件。 图3-3 R=0.1 正常波形 图3-3中Vcont信号加有斜坡补偿,正常不加也是可以的。
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| | | | | | | 将电路按低压满载不同占空比设计时(控制器的Dmax=0.96),当出现扰动后的电流变化分别列举如下: 图4-2-1 Don=0.5 图1-2-1是按稳态时最大占空比50%设计的,当出现扰动后扰动电流既不增大也不衰减维持扰动瞬间的状态,图中红色曲线为稳态电流,蓝线虚线表扰动后的电流。 |
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| | | | | | | | | 图1-2-2 Don小于0.5 电路最大占空比按小于0.5设计时当出现扰动后电流会自动趋于稳定,最大占空比设计的越小恢复稳态的速度越快。有资料说占空比超过0.38就需要加斜坡补偿,这估计是从动态响应的角度考虑的。
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| | | | | | | | | | | 当占空比按大于0.5设计时出现扰动后的波形如下: 图4-2-3 Don大于0.5 占空比设计的越大对扰动信号的增幅也越大,如果不做相关处理电路最终会稳定在一种次谐波震荡的状态。 |
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| | | | | | | | | | | | | 一般采用的处理方法是加斜坡补偿,效果如下: 图4-3 Don=0.7斜坡补偿 上图斜坡加在控制信号Vcont上,也可以加在电流波形Itest上。如图所示加入了斜坡补偿后扰动信号呈衰减趋势。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 从斜坡加在电流波形上的角度考虑,如果斜坡补偿比较大(相对于电流波形)则会变成电压控制模式。 图4-4 大斜坡补偿近似电压模式 图1-4中斜坡Iramp较电流Itest1大很多,如果忽略Itest1则斜坡Iramp可近似做为电压控制模式中的锯齿波,电路变成电压控制模式。 |
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| | | | | 下面的是斜坡补偿的公式推导和验证,首先从临界状态或称最小斜坡补偿开始。 图5-1 临界斜坡补偿波形 当临界斜坡补偿时扰动信号既不增大也不缩小维持“稳态”,公式的推导方法在上图方框中所能构建的三角形中。
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| | | | | | | 将图5-1的方框处放大, 图5-2 临界条件 当满足△X2<=△X1时次谐波震荡是收敛的最终会趋于稳定。为计算斜坡参数引入三个三角形: 图5-3 计算斜坡m用到的三个三角形 图5-3中用到的三个三角形分别为红、绿、蓝三角形,三个三角形的x轴参数一致,y轴参数既可以作为实际参数也可以代表波形斜率。 临界条件为m>=(m2-m1)/2。
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| | | | | | | | | 也可以将斜坡加到电流波形来分析, 图5-4 电流波形加斜坡补偿 电流波形加载斜坡后上升段的斜率变为m1+m,下降段的斜率变为m2-m(这里的m1、m2、m都为正数,分别为上升、下降、补偿斜率),如果保证上升段的斜率>=下降段的斜率则扰动可以收敛,既m1+m>=m2-m,推出m>=(m2-m1)/2相同的结论。 相关公式如下: 其中Rs为采样电阻,Ts为开关周期,Vd输出二极管压降,n匝比,Lm初级电感量。 |
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| | | | | | | | | | | 按公式先设置最小斜坡补偿参数,用Saber进行仿真如下: 图5-5-1 最小斜坡补偿对比 图5-5-1仿真结果显示在最小斜坡补偿参数下电路可以收敛无次谐波震荡。 略降低斜坡幅度取0.98Vx(n)后仿真结果如下: 图5-5-2 次谐波震荡对比 图5-5-2中Saber仿真发生了次谐波震荡,通过两次仿真对比验证了理论公式是准确的。
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| | | | | | | | | | | | | 斜坡补偿的另一个极限——最大补偿斜率m<=m2。 图6-1-1 最大斜坡补偿 图6-1-2 最大斜坡补偿(电流补偿)
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| | | | | 参考了一些资料,在实际电路中斜坡多补偿在电流波形上,比如直接从CT电容取斜坡或增加一个三极管缓冲,或由PWM信号产生斜坡,其中还包括带隔直电容和不带的见下图:
图7-1 Ct取斜坡+隔直电容C1 看过一些讨论关于这个隔直电容的好像都没有说明白,那么不加这个电容会有什么影响? |
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| | | | | | | 搭建一个由PWM触发的斜坡补偿电路如下: 图7-2 斜坡补偿电路 图中的电容C1为隔直电容,有和没有这个电容的仿真结果如下: 图7-3 带隔直电容与非隔直电容波形对比 图7-3中显示带隔直电容的电流检测灵敏度更高些。
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| | | | | | | | | 斜坡补偿的斜率由RC积分电路实现,按图7-2电路中的参数列公式如下: 图7-4 补偿斜率公式 同之前一样,略降低补偿斜率来验证公式的准确性,结果如下: 图7-5 补偿斜率小于临界斜率发生次斜坡震荡 斜坡补偿中的另一个问题,补偿比较过的情况: 图7-6 临界补偿与过补偿动态对比 斜坡补偿使电路特性由电流模式偏向电压模式,补偿的越多电压模式越突出,从上图的动态响应结果可以看出红色的临界补偿要比绿色虚线的过补偿动态特性好一些。
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| | | | | | | | | 电流采样的滤波的R用到40k欧这么大? 斜率看是补偿后不高反低。
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| | | | | | | | | | | 实际滤波用的R不需40k那么大,参考图7-1这个40k电阻与三级射级的2k电阻最好相差10倍以上,这样仿真和“理论”更接近。
图中的斜率显示不在同一参考,实际采样电流Itest的斜率需乘0.5(近似两个40k电阻分压,忽略2k电阻)。
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| | | | | | | | | | | | | 我是指图7-1的R1,(一般是1K+100p左右),这样R1*C2的Corner Freq.=? 开关频率=?。
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| | | | | | | | | | | | | | | 之前仿真并太关注这个前沿消隐问题,实际用1k左右电阻比较合适,因为多数电路是从Ct电容取的斜坡相对的斜率比较大所以另一个电阻R2会大一些。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 前面的RC斜坡发生电路可以通过修改RC参数来调整补偿斜率,如果是直接从Ct电容上取补偿斜坡的则可以通过电阻R1、R2来调补偿斜率,见下图。 图7-7 从Ct电容取补偿斜坡 推导过程如下:
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 请问一下 这个Ct和C1的取值应该怎么取
如果不是反激式 只是简单的基于uc3842的boost型开关电源 R2公式中的匝数比怎么取 谢谢
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 请问一下 Ct、C1 应该取多少?
R2的计算公式 如果不是反激式有匝数比n,只是简单的基于uc3842的boost型开关电源 所以还能用图上的公式么?不能用的话应该用啥公式,如果能用那匝数比n应该取多少?
谢谢
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