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| | YTDFWANGWEI- 积分：109923
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积分:109923 版主 | | | 等着看看跟好多年前做过的均衡是不是一样的。 |
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|  | | | | 将设想的电路先做下仿真，采用电流控制方式既电感中电流大小由两节电池的压差决定，也有考虑加限流（防止压差太大或短路情况）。仿真中一节电池电压固定在12V另一节电池电压做周期变化，仿真的结果如下。
图1-1 均衡电路仿真波形
在开关信号Ku和Kd切换时加了一点“死区”时间，避免两电池电压均衡后来回震荡。初步预计所需要的芯片为两个比较器（lm393）,两颗运放（lm358）及两块2EDN7524F（受耐压限制只能用两块）。实际效果要等画好板子调试后再看。 |
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| | | | |  图1-2 主动式电池均衡电路原理图
图1-3 主动式电池均衡电路PCB图 图1-2的原理跟RCC电路有些类似，性能比RCC好结构不如RCC简单。后续可能会参照RCC电路设计一个只需一个比较器一个运放的更简易的电路。 |
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| |  | | | | | | | 板子已经发出去做了，等回来后调试成功了再详细介绍吧，涉及到实际元件性能有些地方可能还需要改动。 |
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| | | | | | | 这个电路在电池均衡后震荡电路停止工作自耗电主要为芯片和电阻的功耗，能量转换效率为Buck-boost硬开关电路的效率。均衡的目标效果如下图
图1-4 均衡目标效果图
电池压差大时电流限制在2A，压差小于△V后均衡电流逐渐减小，“死区”可看做是涓流充电（均衡精度和抗干扰的矛盾通过调节“死区”来解决），这个过程是模仿三段式充电原理，均衡的前提先要保证电池的安全。 |
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| | | | | 比较器和运放前几天到了，周末过来焊接测试一下。板子先焊了下半边（NMOS部分）进行测试，结果不理想要么震荡不正常要么MOS管关不掉。这个结果几天前就想到了，其主要原因是电流采样处用了一个运放对电流信号进行放大，对线性信号这样做是没问题的，但对脉冲信号运放的速度就不够了（后换成300M带宽的运放也无效果），后把电流信号放大这部分电路去掉后电路才正常工作，电路板经割板飞线后变成了这样。
图1-5 飞线PCB板 |
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| | | | | | | PCB板上的指示灯显示的是占空比大小，反映电路的工作状况。
当上半部分的电压U1高于下半部分的电压U2时指示灯不亮占空比为零。
当上半部分的电压U1略低于下半部分的电压U2时指示灯微亮占空比较小。
图1-6-1 压差小占空比小
当上半部分的电压U1远低于下半部分的电压U2时指示灯高亮占空比较大（有限流功能）。
图1-6-2 压差大占空比大
上述测试结果基本实现了最初设想，目前测试功率还比较小（采样电阻30欧姆），等上半部分功能测试完成后再调整一下功率。 |
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| | | | | | | | | 根据调试的结果重新绘制了电路图
图1-7 主动式均衡电路原理图-02
由于电路设计的太匆忙考虑不周全导致调试的时候出现了诸多问题。
1、 电流采样信号是脉冲信号，LM358运放的速度满足不了要求，此处采用运放放大采样信号的方法不可行。
2、 由于问题1不能放大采样信号所以只能采用电阻分压运放的Vout_max来实现限流功能。
3、 LM358不是轨导轨运放输出的Vout_max不约等于供电电压所以调试时是根据实际测量值调节的分压限流电阻。电路原本应加稳压元件来解决精度和调试等问题，就目前的电池均衡应用没考虑太高的精度。
4、 2EDN752F芯片的使能功能，当使能端被拉低后OUTA或OUTB始终输出低电平，对于上半部分PMOS电路这个使能功能无法使用（用的话PMOS会一直导通），不知是否有专门针对PMOS的驱动芯片或者禁用使能后输出为高阻态的型号。
5、 2EDN752芯片的输入低电平阈值约1.42V左右，开始测试时用的5V供电换成12V供电后刚好使输入的低电平抬升至1.42V导致2EDN752不能正常工作。 |
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| | | | | 上周末分别调试了上半部分（PMOS）和下半部分（NMOS）电路，这周末将上下两部分合起来调试，飞线电路板变成了这样。
图1-8-1 飞线PCB板2
上下两部分联调后又出了新问题，LM358运放和LM393比较器同样不支持输入轨到轨（输入电压要低于供电电压1.5V左右才能正常工作）导致“三段式充电”的各转折点达不到设计的值，电路又做了稍许修改。
图1-8-2 原理图-Rev03 |
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| | | | | | | 功能测试如下
图1-8-3 电压不均衡，Ua电压高于Ub电压。
假设红绿线间电池电压为Ua（红+、绿-），绿黑线间电压为Ub（绿+、黑-），当Ua电压大于Ub电压约0.7V时PMOS电路开始工作，指示灯显示PMOS的占空比大小（电压偏差越大占空比越大）。当Ua电压小于Ub电压约0.7V时NMOS电路开始工作，指示灯显示NMOS占空比的大小，见下图
图1-8-4 电压不均衡，Ua电压低于Ub电压
如果Ua电压和Ub电压偏差在0.7V之内则两个MOS管均不工作指示灯不显示震荡电路停止工作以降低待机功耗。如下图
图1-8-5 电压均衡，Ua电压约等于Ub电压 |
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| | | | | | | | | 极限测试，假设两节电池中只剩下一节电池的情况：
（a）只有Ua电池供电的情况
图1-8-6 单电池Ua供电测试图
图1-8-6中Ua（红绿线）接入12V电压，绿黑线接入一颗电容接示波器探头总输出电压22V左右，缺失的一块电池电压由均衡电路补偿，单节电池仍然可以输出正常的两节电池的电压，这种均衡方式实现的是电量均衡可以充分发挥每一节电池的潜力做到物尽其用。
（b）只有Ub电池供电的情况
图1-8-7 单电池Ub供电测试图
12V电源接绿黑线，示波器表笔接红绿线，同样缺失一块电池后总输出电压仍然为23V左右，均衡电路可以补偿容量低的电池使整个电池组正常输出。
上述测试结果中0.7V偏差就是图1-4中的死区时间貌似有点儿大，还有个△V电压目前还不确定设置为多少合适。 |
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| | | | | 对第一版PCB所存在的问题进行修正绘制了第二版，原理图和PCB如下：
图2-1-1 第二版主动式均衡电路原理图
图2-1-2 第二版PCB图
版本二增加了稳压二极管解决控制精度受电池电压影响的问题，对运放、比较器的输入输出电压做了调整解决芯片非轨到轨的问题。PCB板的制作大概一个星期左右，这段时间先对电路原理做一下分析也期望能得到专业人事的指点以将这个电路做的更完善一些。 |
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| | | | | | | 电路的上半部分暂称高端（PMOS部分）和下半部分暂称低端（NMOS部分）是镜像关系，这里只对低端部分进行分析。有一点需要注意的是低端部分是以GND为参考，高端是以VCC为参考。将电路原理图转换成比较习惯的画法如下：
图2-2-1 低端NMOS电路原理分析
如上图电路就是一个Boost电路，包括一个反馈电路、一个限流电路、一个定Toff电路及MOS驱动电路。 |
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| | | | | | | | | 上述电路的简图如下
图2-2-2 低端NMOS均衡电路简图
首先从反馈开始，这个电路的反馈基准电压为Vref=Uin，常见的应用多是定基准定输出，这个电路实现的是倍压功能既Uout=2*Uin。
Uin-1/2*Uout的差值输出到比较器Com的正端同0.51欧姆采样电阻上的电压比较，比较的结果作为Ton信号。因为有二极管0.7V的钳位所以峰值电流被钳位在0.7/0.51=1.4A左右（在实际电路中钳位电压任意可调不局限在0.7V），当空载或者Uout电压大于两倍Uin电压时比较器Com正端电压为负值，输出Ton信号为零整个电路停止震荡。
由于采用的是RC充放电所以电路中的是近似三角波，这一部分电路是一个定时电路用来产生固定的Toff信号。
Ton信号+Toff信号组合构成了PWM信号，通过专用的驱动电路驱动功率MOS管。
这种电路是定Toff变Ton的变频控制方式，固定的Toff+峰值电流限制就可确定最大占空比。 |
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| | | | | | | | | | | 如RCC或者其它通过电感来参与震荡的自激电路，由于电感的翻转特性可以省掉一部分元件从而简化电路，不过这种翻转多数情况是要求电感能量释放完全后才能恢复，换言之这类电路只能工作于临界或者断续模式。 这里的电路是用比较器实现的翻转所以电感是可以工作于连续模式的，从轻载到重载可有三种工作模式。
图2-2-3三种工作模式（近似）
除上面三种模式外还有个关断模式，自己搭的控制电路没有最小占空比限制，占空比的变化范围为0-50%。 |
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| | | | | | | | | | | | | 由于在第二版中增加了稳压管有了基准电压所以电路的工作电流可以直接算出来。
按照图2-2-1中的参数，反馈部分的增益为1，运放Opa的输出电压等于两电池的压差△U，则电路中的峰值电流=△U/0.51≈2*△U，限流电压暂时定在0.7V既1.4A峰值电流上，绘制的峰值电流与压差的关系曲线如下：
图2-2-4 峰值电流与电池压差曲线
图2-2-4中的曲线斜率可通过调整采样电阻来改变也可通过匹配运放Opa的电阻来实现。（运放反馈这部分电路实现的是与运放AD623相似的功能，AD623不需要计算匹配电阻用起来比较方便除了成本高点外。）
转折电压（0.7V）和峰值限流（1.4A）跟上述曲线的斜率成对应关系。
电路中有个零欧姆电阻R22是用来调“死区”电压的（电流曲线穿过零线时的电压），因为实际电路都有损耗所以按理论公式设计的参数在实际电路中都会低一点，所以电路可能天然的就带有“死区”。电阻R22可以改变反馈的状态从而增大或者减小“死区”电压。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 电路中引入稳压二极管的同时也引入了几十mA的电流，如果电动车放着一年半载不充电再加上原本就电量低的话那么挂在其上面的均衡电路分分钟就变成电池杀手，这个问题暂时先从电路外找解决方案。 最简单最有效的降待机功耗的方法是加继电器，在电池组和均衡电路之间串入继电器如下图：
图2-2-5 外接继电器解决均衡电路待机问题。
当打开钥匙门或者在给电池充电时继电器线圈两端中会加载电压，驱使继电器动作使均衡电路接入电池组，在电池放置不使用的时候均衡电路从电池组中物理断开，不会对电池造成额外的伤害。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 有的人认为铅酸电池没均衡的价值，因为单节12V铅酸电池内部是由6块2V小单元构成的，均衡电路只能均衡外部的12V对内部无能无力所以只有对锂电池做均衡才有意义。然后实际的情况是单节12V电池的寿命要高于电池组的寿命，这个可能跟工艺一致性和电池的工作环境温度等有关系，下面的是对两个电池组的对比测试，A组不加均衡B组加均衡，采用相同的充放电条件经15次充放电循环后得到的数据。
表2-2-6 两组电池15次充放电数据对比
将表中数据绘制成曲线如下：
图2-2-7 两组电池15次充放电数据曲线
从上述数据看，对铅酸电池做均衡有益于电池组的寿命。 |
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这个电路有几个问题需要探讨一下，第一、最小占空比的问题，为了确保MOS管可靠开启通常会设置一个最小占空比，在图1-8-2中的使能控制是带有最小占空比限制功能的，取消最小占空比限制后当两电池电压非常接近时MOS管可能会半导通并通过MOS管发热来均衡电池，等板子回来实测后再看是否有必要加最小占空比限制。
第二、最大均衡电压钳位问题 ，假设非正常情况下某一节电池电压超高异常（比如15V）那么与它相邻的电池可能会被均衡至高压结果导致多节电池损坏，那么是否有必要将反馈电路中的基准电压Uin钳位在14.7V以下，这样一节电池的异常不会波及周边电池。
第三、高端（PMOS）Toff定时精度问题，高端是以电源Vcc做参考的，需要的是“开源”型的比较器（Lm393是开漏型比较器）通过接一个PMOS管可以把Lm393变成“开源”型，因为没有做此变换所以高端部分的Toff定时精度会受到电压大小的影响。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 为解决图2-2-4中均衡电流曲线转折点的选取问题查阅了一些关于铅酸电池方面的资料，对于17、20AH的电池充电电流为2.5A，10、12AH的电池充电电流为1.8A，（有公式：12(安时)×1.2(效率)÷8(小时)=1.8A），这里将均衡电路的峰值电流设置为1.4A看样子并不算太小。 当下比较流行的三段式充电器貌似存在着一些缺陷，比如忽略了电池的负温度特性。
表2-3-1 铅酸电池温度特性
冬天和夏天，南方和北方对充电的要求还是有区别的（热天少充会冷天多充会不同区域电压微调点），通过加温度补偿一般可以解决这个问题比如将基准换成带负温度系统特性的基准。
再比如三段式充电器对电池寿命的影响：
根据美国科学家马斯(J.A.Mas) 对铅酸电池充电过程中析气原因和规律的研究，为达到最低析气率，铅酸电池能够接受充电电流曲线如下：
图2-3-2 临界析气曲线
临界析气曲线的公式为：I=I 0e -at
在充电过程中，充电电流超过临界析气曲线的部分，只能导致蓄电池电解水反应而产生气体和温升，不能提高电池的容量。
普通三阶段铅酸蓄电池充电器过程如下：
图2-3-3 普通三段式充电曲线 普通三阶段充电第一阶段为恒流充电，这主要是考虑到电路的设计比较方便，并非为使蓄电池性能最佳而设计。
按照铅酸蓄电池充电析气曲线，普通三阶段充电过程的析气情况如图 ：
图2-3-4 普通三段式充电析气区
析气区（阴影区）电流超过临界析气曲线，造成蓄电池析气，引起寿命下降。
一般，用三段式模式充电，单只电池的析气量在400ml左右（折合成重量为0.2克以上），而单只电池最大允许的失水量为90克，换算一下理论充电次数不超过450次，厂家给的数据是充电300次。如此看来普通的三段式充电器也是限制电池寿命的一大因素。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 三段式充电器原理据说是线性电源时代设计的，当下开关电源时代更理想的充电方式应当是脉冲式充电。上面的那位美国科学家马斯(J.A.Mas) 还提出了对蓄电池脉冲快速充电的三个定律：
1）对于任何给定的放电电流，蓄电池充电时的电流接受比a与电池放出的容量的平方根成反比，即
a=K1/C （1）
式中：K1为放电电流常数，视放电电流的大小而定； C 为蓄电池放出的容量。 由于蓄电池的初始接受电流Io=aC，所以
Io=aC=K1 （2）
2）对于任何给定的放电量，蓄电池充电电流接受比a与放电电流Id的对数成正比，即
a=K2logkId （3）
式中：K2为放电量常数，视放电量的多少而定； k为计算常数。
3）蓄电池在以不同的放电率放电后，其最终的允许充电电流It（接受能力）是各个放电率下的允许充电电流的总和，即：
It=I1＋I2＋I3＋I4＋… （4）
式中：I1、I2、I3、I4…为各个放电率下的允许充电电流。 综合马斯三定律,可以推出，蓄电池的总电流接受比可表示为
α=It/Ct （5）
式中：Ct=C1＋C2＋C3＋C4＋…为各次放电量的总和，即蓄电池放出的全部电量。 通俗点说，马斯第一定律表明随放电深度不同，其充电接受能力和放电深度成正比（可以等价于瓦格的质量作用定律）；第二定律表明放出电量相等的条件下，其充电接受能力和放电率成正比；综合三条定律表明充电前和充电中适当地放电，可以提高充电接受能力。
利用脉冲充电方式可以使图2-3-2的临界析气曲线向右移，这样可以使用更大的充电电流来加快充电速度，同时恰当的脉冲频率还能达到去除硫酸盐晶体修复硫化电池的目的。
脉冲充电器的价格估计不便宜，这里用均衡电路匹配普通的充电器就可以实现脉冲充电的效果，如下图
图2-3-6 均衡电路实现正负脉冲充电
假设充电电流为2A当均衡电流大于2A时对于图中的第二节电池将承受正负脉冲电流，既充电、放电交替进行。从串联的电池组两端或充电器输出端上看输入电流同未接入均衡电路时一样，脉动的电流只发生在电池组内部不影响外部所以用普通的充电器即可（电流应大一些以加快充电速度）。 |
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| | | | | 第二版焊接测试完成，测试结果基本上跟设计的一样。
图3-1-1 第二版均衡电路
这次指示灯换成了红色， 2.2K的限流电阻使它看起来更加的醒目。 |
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| | | | | | | 低端NMOS轻载时的驱动信号及电流波形如下
图3-1-2 NMOS轻载驱动波形及电流波形
低端NMOS重载时的驱动信号及电流波形如下
图3-1-3 NMOS重载驱动波形及电流波形 |
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| | | | | | | | | 高端PMOS轻载时的驱动信号及电流波形如下
图3-1-4 PMOS轻载驱动波形及电流波形
高端PMOS重载时的驱动信号及电流波形如下
图3-1-5 PMOS重载驱动波形及电流波形 |
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| | | | | | | | | | | 当电池压差大于+0.23V或者小于-0.33V时均衡电路启动（这个压差可精确调节）。
最小占空比限制对电路有一点影响，不介意多加一个比较器的话保留这个功能比较好。
这个电路没有欠压保护功能是比较遗憾的，开机瞬间会有比较大的尖峰电流。 |
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| | | | | | | | | | | | | 实测低端NMOS电路的开机瞬间峰值电流接近1A ，高端PMOS电路的开机瞬间峰值电流接近3A，因电路中的驱动芯片2EDN7524F自带UVLO功能所以低端电路的开机电流要小一些（低端应选2EDN8524F， UVLO=8V更理想），但对于高端因没有专门针对PMOS管的型号，2EDN7524F驱动芯片的低压保护功能起着反作用导致开机瞬间电流更大。做了如下一个测试：
图3-2-1 开机峰值电流测试电路
电路中只接入PMOS管、2EDN7524F驱动芯片及上拉电阻，上图电路在上电瞬间有很大的峰值电流。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 造成上电瞬间大电流的原因是驱动电路在未达到正常工作电压前对MOS管产生了误触发信号，要避免这种情况发生就要先使驱动电路电压正常后再启动MOS管这大概也是欠压保护功能的设计思路。
一种比较简单的实现欠压保护功能的方法是选用高Vgs的MOS管，比如选用Vgs=6V 的NMOS管和Vgs=-6V的PMOS管，这就相当于给电路增加了6V左右的欠压保护功能。
将上述想法又用实验验证一下，实验电路如下图：
图3-2-2稳压管实现欠压保护功能
图3-2-2中将栅极驱动电阻换成5.6V的稳压二极管并分别加上上拉、下拉电阻，上电瞬间在电压未达到7-8V前（假设MOS管开启电压1-2V）MOS管不开启，实现了约7-8V的欠压保护功能。实测结果是上电瞬间峰值电流不到40mA。 |
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| | | | | | | | | 为了达到更好的均衡效果将均衡压差调至10mV左右，并测试了不同电压下这个均衡压差的变化情况。
图3-3-1 电压10V均衡测试
电压在10V时，当高端＞低端10mV左右启动均衡电路，高端=低端时均衡电路不工作，当高端电压<低端10mV左右启动均衡电路。
图3-3-2 电压12V均衡测试
电压在12V时，当高端＞低端10mV左右启动均衡电路，高端=低端时均衡电路不工作，当高端电压<低端10mV左右启动均衡电路。
图3-3-3 电压15V均衡测试
电压在15V时，当高端＞低端10mV左右启动均衡电路，高端=低端时均衡电路不工作，当高端电压<低端10mV左右启动均衡电路。
受万用表精度及可调电源只能粗调的影响，只能将压差调至大概10mV-20mV左右，从上面的测试可以看出均衡电路的启动只跟压差有关不受电池电压的大小影响。 |
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| | | | | 当电池压差较接近时（比如接近10mV）均衡电流也很小均衡时间会比较长，增加一个最小占空比限制电路可以控制均衡电路的最小电流从而加快均衡速度，电路如下图：
图3-4-1 带最小占空比限制的低端均衡电路
增加这个最小占空比限制功能后的电流与压差的曲线如下：
图3-4-2 带最小占空比限制的压差、电流曲线
如上图增加这个功能后电路可以设置最小电流、最大电流、均衡最小压差（10mV）、均衡最大压差（600mV），电流的设置会比较灵活。 |
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| | | | | | | 如果高端选用NMOS管做功率开关可增加一个自举电路来为驱动电路提供电压，由于电池电压是12V如果直接加自举那么高端NMOS的Vgs电压将达到24V左右超过常用MOS管最大20V的限制。这里可用一个填谷电路来替代自举电容理论上可使Vgs电压降低一半，使MOS管工作于安全电压范围内。
图3-4-3填谷自举电路
上图的填谷电路是二级，还可以增加为多级，理论电压是级数的倒数关系（实际电路应考虑损耗和管压降）。 |
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| | | | | 更低成本的电路可用分立器件来实现，保留一个LM358运放作反馈用，参考电路如下：
4-1-1 分立元件实现的均衡电路 上述电路同之前电路的原理是一样的，都实现的是定Toff的变频控制模式，这个电路更简洁但精度会差一些。 |
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