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| | | | | 支持,兄弟,为了防止我这个0.1分不是酱油,我写点技术点的东西哈
1、张哥也说了效率,那就初始定在87% 这样免得过高了。92%好像压力蛮大的哈
2、不错,有仿真的,但是限于公平 ,有些人没学过仿真,所以仿真就没有加分这项,这个还要包涵。
3、步骤方面是否能更细化一点。
建议哈,纯粹建议 |
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| | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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| | | | | 5V/40A,我打算做到92%,不高不低,一味的追求高效率,是要付出成本的代价的。
这个双管正激能够做到效率 89%,自冷却,都很不错了。。 |
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| | | | | | | 2KW以上,我觉得双管正激就不如移相全桥了。正激的效率实在是。。。 |
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| | | | | 大家说了,92%的效率,确实有难度的啊,但是好的电源是精心设计出来的,趁这个DIY的机会我顺带验证一把5V/40A的效率能不能上92%。
关于同步整流的驱动方式,我还在思考中,在低压大电流模块中,副边同步整流管和续流管的损耗成为影响效率的关键,用于同步整流的MOS管本身的导通电阻很小,它的导通损耗较低,而当两管换流或者是没有及时开通时电流会流经其体二极管,这时产生的损耗会远大于导通损耗,严重影响电路的整体效率,所以两者驱动时序的配合至关重要,掌握核心的关键点,那么搞定效率还是有信心的。 |
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| | | | | | | 张工不愧为张工
兄弟们有福气了,张工理论联系实际。非常不错 |
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| | | | | | | 正激拓扑的同步整流驱动方式无疑就4种:
1、电流模式自驱
2、电源模式它驱
3、电压模式自驱
4、电压模式它驱(我估计张工会选择这种!因为我个人觉得这是兼顾效率、成本、可靠性的最佳折中选择)
我最佩服不是电路的整体方案,而是输出的5V/40A!!! 小功率的电源做40A输出…… |
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| | | | | | | | | 谢谢您的建议,分析的很好,我确实想采用第4种方案的。 |
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| | | | | | | | | 200W也不小了吧。。。。。。。呵呵,我只做过反激的 |
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| | | | | | | | | 可以参加后续的套件申请或者是直接现在就申请DIY,申请很简单,直接开贴 |
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| | | | | 在这里我还是罗嗦一下,说说双管正激的原理,搞清楚原理才有可能设计出好的电源。
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| | | | | | | 下面分析上图电路的工作原理。Q1、Q2同时导通或同时关断。在导通时,电源电压VS加到变压器T的原边绕组上。在稳态下,由于上一周工作时,电感线圈L1已建立的电流,通过D4导通,构成了负载IO的续流电路。
新周期开始,副边绕组由于原边绕组Q1、Q2的导通有了感应电动势。副边绕组、二极管D3很快建立电流,其速度受制于变压器和副边电路的漏电感。因为在导通瞬间L1上流过的电流IL保持不变,所以,由于D3的电流建立,二极管D4的电流必随之等同地快速减小。当D3中的正向电流增加到原先流过D4的电流值时,D4则转为关断。而且L1的输入端(A点)电压将增加到副边绕圈电压VS(减去VD3)。与此同时开始了正激能量传递状态。
前面的动作只占整个传递期间非常小的部分,其大小依漏感而定。一般电流在1uS内就建立。但是,在低电压大电流传递时,漏感影响电流的建立非常明显,甚至大到占了全导通期间的相当比例,这时,就影响了能量的传递。因此,漏感应尽可能地小。
线路中,通过二极管D1、D2的作用,把反激能量回馈到电源线VS中。由于D1、D2的导通,Q1、Q2电压都限在VS值上,因此称“钳位”作用。
因为此时回馈电压与原来正向电压近似相等,所以储存能量的回馈时间约等于之前的导通时间(伏·称值相等)。因此,对于这种形式的电路,导通与关断时间各占周期的50%,甚至为可靠起见,例如,防止剩磁积累作用,导通占空比还应小于50%。
在MOS关断瞬间,副边绕组电压反向,且整流二极管D3关断。在L1反激下D4导通。构成续流回路。D4通导后,“A”点电压与负载端“-”相同。L1两端电压即为负载端电压VO。由于带载缘故IL续流逐渐减小,降到原来启动值时,MOS又导通,又开始了新的工作周期。如此周而复始。
注意,在这个工作过程中,漏感起着很重要的作用。漏感值太大会导致不能输送所需电源功率,因为在关断期间大部分的原边线圈电流返送电源VS线里。这导致能量在开关元件和二极管中徒然的损耗。
二极管D4反向恢复期间是必须考虑的。因为在导通瞬间,电流经D3除流入输出电感 之外,还在反向恢复期间流入D4的阴极。这电流是短路VS的电流。折算至原边电流也较大。因此,在MOS导通瞬间,出现电流尖峰。尖峰持续时间也是D4反向恢复阻断的时间。为此要设法减少尖峰值,例如D4使用快速恢复阻断能力的快速恢复二极管。
漏感作用已在上面介绍。但是,漏感并不完全由变压器内部本身构成。它包括外部电路布置相互位置。凡电流变化率大的电路,使用短而粗的导线,或把导线双绕、对称部分尽量靠紧一些,都会使漏感小下来。
C 的主要作用是减小输出纹波电压和存储一定的能量。它的ESR和ESL对于变换器的作用不是特别的重要,因为这个电容有电感L隔开了与主开关管的联系 |
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| | | | | | | | | 学习了 ,这个DIY的感觉有点像手把手教你双管正激,让你不仅会做,而且理论上也能搞懂。 |
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| | | | | | | | | 请教LZ几个问题:
1;T2的作用以及好处,假设用IC同一个端口驱动会怎么样?又或者IC同一个端口同时驱动2个图腾柱的方式来驱动Q1,Q2,这个又是否可行(以上仅为我的想象,没实际做过)
2:都说单管VDS是2倍输入电压,双管则是一倍,能否详细讲讲清楚吗?
3:D1,D2嵌位,这个不是非常明白,LZ说限制在VS上? 这个是怎么回事? |
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| | | | | | | | | 谢谢啦,我以后也想玩玩这个呢,排到13年末的计划中了 呵呵 |
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| | | | | | | | | 为什么我做的双管正激 钳位作用没有起到 关断时VCE的尖峰电压大概持续了2US,以周期40ns在进行衰减振荡至VIn,,为什么看到好多设计 都有+吸收的 在开关上 ,,,,而有的人却没加 。。。。尖峰产生的原因在哪里? |
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| | | | | | | | | | | 哥,輸出的方向對不對啊。雙管我都做到12V60A了、
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| | | | | | | | | | | | | 输出俩电感短一块了,是不是缺俩二极管啊,你的60A是什么意思
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| | | | | | | 双管正激看来势必涉及到浮驱的问题了,那我想问的是,如果开环的话有没有什么控制芯片推荐呢?而且除了绕驱动隔离变压器。有没有自举的方法? |
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| | | | | 由于本人又要忙起来了,回复大家问题的速度会很慢,请大家耐心的等待,我们这次趁这次DIY的时间,把这个拓扑彻底的说清楚。
论坛上在谈论研发的境界,我觉得只有彻底搞清楚原理的人,面对问题,面对错误的波形才能快速解决,且可以得出解决的原理。
论坛是个卧虎藏龙的地方,请大家斧正,并提出好的建议。谢谢! |
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| | | | | 为了保证该帖子的整齐性,特在此处回复ope8363744的问题
1.T2是隔离驱动,其主要目的是解决上管的浮地的驱动。又或者IC同一个端口同时驱动2个图腾柱的方式来驱动Q1,Q2,这样搞不行的,上管的驱动要么用变压器驱动,要么用自举驱动。
2.双管由于有二极管的钳位左右,故电压等于输入电压的。
3.分析二极管牵位的原理:
当MOS管Q1,Q2关断的时候,原边的电流为励磁电流和副边折算回来的电流之和,这个电流将对Q1和Q2的结电容进行充电,在开关管Q1和Q2的结电容电压之和达到VS的时候,变压器一次侧的电压降为零,副边绕组电压反向,且整流二极管D3关断。在L1反激下D4导通。构成续流回路,此时原边的励磁电感将和MOS的结电容进行谐振,使得变压器原边电压开始反向,随着谐振的继续,当变压器原边电压达到-VS的时候(这个谐振的过程,也可以成为反激作用)此时二极管D1,D2正偏导通,变压器一次侧电压被限制在-VS,当励磁电流降低到0的时候,二极管会被截止,去磁和牵位过程结束。 |
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| | | | | | | 真的很精,我是白一张。决跟学。虽讲得很详,还是不大懂,所以决定跟这个贴。 |
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| | | | | | | | | 跟着做就一边,回头再看这个理论讲解,就更懂了。记得来顶帖子哦, |
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| | | | | | | | | | | 受教了,典型的菜鸟也有高手关注。真是感动。我一定跟着做。 |
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| | | | | | | | | | | | | 哈哈,我是准备用L6562+NCP1207做APFC+QR,
但是算下来MOS耐压要求太高,就想换芯片用这种双管正激的拓补,
但这方面知识还很薄弱,多跟楼主学习了,做完回来再顶 |
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| | | | | | | 谢谢LZ的回复。
1:明白了,不知道斑竹能否在讲解下自举驱动。以及自举驱动与隔离驱动各自的优缺点。
3:你说的这个VS,是哪个电压?看前面应该是输出测绕组的电压,但是我看这里又像是二极管压降了。。。。 按照LZ上面说的,我的理解是:在MOS管关断副边的D3不是一下子截止的,而是要稍微过一会才截止(这个电流将对Q1和Q2的结电容进行充电,在开关管Q1和Q2的结电容电压之和达到VS的时候,变压器一次侧的电压降为零,副边绕组电压反向) 不知道我说的对不对。 |
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| | | | | | | | | 你自己的理解,就不要说成LZ的意思。
语言可以这样表达,我对LZ上面第多少楼的含义是这样理解的。 |
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| | | | | | | 看了很多遍,找了很多资料,终于有点眉目了,也算是进步了 |
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| | | | | | | 您好,请问什么是浮地?哪个是上管?(Q1Q2)什么叫自举驱动
我在工作种见过双管正激,驱动就是用3525的一个端口,驱动变压器(两组并列绕)来驱动Q1Q2的,和您的意思一样吗 |
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| | | | | 关键还是要第五部,调试样机。
DIY的精髓在于搞实物,而不在于搞纯理论哦! |
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| | | | | | | 先按照正规流程走,DIY是要提高整个水平
要培养良好的习惯,像万恶的欧美DIY同志们学习。 |
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| | | | | 本也想搞个APFC+双晶正激+SR的,看着这贴我是否重复了?我在犹豫,看来得支持楼主了,希望可以申请个套件;呵呵 |
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| | | | | | | 好几天了,来看看进展,也希望可以申请一个套件,完全参与。 |
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| | | | | 小弟刚刚从工厂回来啊,累死了啊,忙完这阵子,立马更新
方案:无源无损吸收+备流整流(正反激组合)
仿真基本验证过了。 |
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| | | | | | | 5V40A的输出很棘手吧,张工迫不得已用 正反激+倍流整流 了!!
话说回来,在5V40A输出情况下采取该方案再合理不过了!佩服!
适用于倍流整流的同步整流IC实在不多。
我个人认为若采取正反激的倍流整流方案,比较合适的次级MOS管的驱动方式就只有下面两种了:
1 电流模式(需2个CT)的它驱方案(自驱方式受输出电流的影响太大,不利于效率的提高)
2 变压器隔离驱动(用PWM芯片的PWM输出驱动变压器。用这招很省成本,且效果也非常不错!)
看看张工有没有更NB的招或见解! |
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| | | | | | | 楼主给讲讲无源无损吸收+备流整流(正反激组合)原理 |
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| | | | | | | | | 最近非常的忙啊,但是今天抽空来这里看下,不然大家还以为我失踪了的。
是天天呆在工厂里面要指导和解决生产问题。不是一般的忙啊,忙的累死人的了。
忙完这段时间,一定好好的跟新的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼主,我们在这大热天的,顶你,你也要快点了,很辛苦的 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 实在不是吊大家胃口的啊,只是近来非常的忙啊,工厂在搞生产,一堆事情的,............我是每天奔走在工厂和研发办公室之间啊。以前还有个帮手的,后来帮手也跑了的,我搞完这阵子,一定会好好的完成这个DIY的, |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 给你当帮手有多少收入啊?能养活家人我去给你当跑腿的。 |
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| | | | | | | 不好意思,最近一直在工厂忙生产的事情,一堆事情的,没有时间,也没心情来更新,搞完了会更新的。让您见笑了。惭愧,惭愧。 |
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| | | | | | | 3.驱动变压器感量的选取:
驱动变压器原边感量和频率有一定的关系,理论上原边的电感量越大越好,所以很多人设计驱动变压器选择高导的磁环或者高导的铁氧体,原边感量大,驱动波形会好看很多的,单感量不可过大,根据工程上的一些经验,一般感量和频率的关系如下:
工作频率(KHZ):10-100 ,初级电感值(mH):2-4
工作频率(KHZ):100-300 ,初级电感值(mH):0.5-2
工作频率(KHZ):300-500 ,初级电感值(mH):0.05-0.5
L=20*20*5600=2.24mH.设计是很合理的。 |
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| | | | | | | | | | | 总算出现了,一直关注许久了,如果DIY的话,本人也非常有兴趣参与一个,可好久都没更新,还以为太监了呢,还好,又活了。 |
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| | | | | | | | | | | | | 谢谢,我拿着公司的钱,哪能天天泡在网上啊,空闲的时候,就更新下,最近是比较忙的。 |
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| | | | | | | 想请教一下楼主,驱动电路为了隔离,你这里用的是变压器,这个驱动变压器的功耗应该有1-2w左右吧,对于200w的电路来说,这个功率损失会不会有点大了 |
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| | | | | | | 请问楼主
(1)Kf取4是根据什么确定的?
(2)后面计算的Bm等于0.09mT是与0.12mT进行比较,用来验证磁通密度远离饱和区吗?
谢谢了 |
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| | | | | | | | | kf是波形系数,有效值与平均值之比,正弦波时为4.44,方波时为4 |
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| | | | | | | | | 以上是双管正激主功率变压器的设计方法,下次更新主功率MOS和磁复位二极管的设计和选取原则。
看到帖子的回复中,有要求提供电路图的,我说说我的看法吧,授之以鱼不如授之以渔,我电脑上双管正激的研发案例还是很多的,原理图,BOM,变压器文件,工艺文件,都有,我随便修改下就可以发上来给大家DIY,但是这样我觉得没有什么意思的,既然是DIY,那么我始终觉得需要在彻底理解原理的基础上去DIY,我给你方法,你按照方法去DIY,然后通过原理来解决DIY遇到的问题,我觉得你才会有所收获,我为什么一直打篇幅的这这里啰嗦原理,就是需要大家先搞清楚原理,记得论坛上有个兄弟发了个帖子说,“原理都没搞清楚还做什么实验”,那么我希望我们可以再原理搞清楚的情况下来DIY,所以我欢迎大家提问。
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| | | | | | | | | | | | | 楼主在哪截的图啊 一下N变成34 一下变成17 看的都糊涂了 你这次DIY 的产品到底是与哪个为准的哦 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 我截图是我的计算书上截的,因为这么编辑公司部方便只能这样截图了,N1=34是原变圈数,N是变比,截图不是很清晰,你慢慢将就着看吧,我最终会上传完整文档的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 哦 谢谢你耐心解答 现在我还有个疑问哦 就是你在算初级匝数的时候 我一般用的都是VIN(min)*TON/B*Ae 怎么你这用到了VINmax呢 而且我演算了下 假如我是85-264范围输入的话 相差还是很大的 对匝数和B的验证 |
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| | | | | | | | | | | | | 有点疑惑,请大师解惑:
1. 不知复位二极体的电压Vsn是否可以根据激磁电感Lm的伏秒平衡:Vin*D*T=Vsn*(1-D)*T来求Vsn?
2. 在计算二极体电流时,在D时二极管是截至的,所以个人觉得应该是1-D才对? |
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| | | | | | | | | | | | | 楼主的这个二极管计算跟选择 有点问题 0.35A的平均电流 你选择4A的二极管 是不是太草率了 励磁电流加漏感的能量 选择一个2A的超快恢复二极管绰绰有余,很多参考设计都把这两个二极管电流选择很大 很是不理解。
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| | | | | | | | | | | 请问:变压器原边电感量的计算:L=24*24*5140=2.96mH式中"24“是线圈匝数吧,你上面计算的是34匝啊?5140是AL吗? |
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| | | | | | | | | | | | | sorry,搞错了,应该是34,L=34*34*5140=5.94mH,取L=5mH.
感谢你的提醒 |
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| | | | | | | 我怎么看到很多计算公式是用最小峰值电压计算的了?N1=Vin(min)*Ton/delB*Ae=261*4.2/0.15*161=45Ts
还有,你的那个Ae为什么是2.4啊,不是1.61的吗? |
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| | | | | 为了保证楼层的整齐性,我在这里回复你的问题。
1.VIN(min)*TON/B*Ae 怎么你这用到了VINmax呢 而且我演算了下 假如我是85-264范围输入的话 相差还是很大的 对匝数和B的验证,
回复:理论上这里取WINmin是可以的,因为当输入为WINmin的时候,TON最大,随着输入电压的身高TON将减小,但是从工程实际的角度出来,这里是有问题的,因为当输入等于WINmax的时候,突加负载占空比一下子被拉得很大,此时的TON=TONmax,那么磁芯可能会饱和的。其次,如果你采用的是电压模式控制的话,那么在启动的瞬间,慈芯的工况也是很恶劣的,通常需要对公式进行修正的,所以,为了设计的可靠,建议采用WINmax进行计算,且选用电流模式控制的芯片,且选择占空比最大输出为50%的芯片。 |
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| | | | | | | 采用VINmax 的话 最后算出来的B 势必很小 换句话说 变压器肯定会很大咯 那就相当于是说用PQ2625 来做10W 不是很浪费吗 ?可能理论和工程实际是有很大的冲突吧 期待你的DIY |
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| | | | | | | | | 采用VINmax 的话 最后算出来的势必很小 换句话说 变压器肯定会很大咯 那就相当于是说用PQ2625 来做10W 不是很浪费吗 ?
回复:B 是你自己定义的啊,你可以定义大些,也可以定义小些。你看看我公式中的计算,B=0.19了。已经不小的,国产的磁芯取值到0.19,损耗也是可观的。
我们看看一本权威的书中的公式吧,设计电源可靠性始终要放在第一。
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| | | | | | | | | | | 嗯 受教了 对于B的选择一直是比较纠结的 都是按经验 选择0.2来算变压器 最后完了再演算一下 现在假如我设计个变压器 用PQ2620吧 AE=119m*m F=100KHZ D取0.45吧 所以TON=4.5US 假如我选B=0.2 第一种算法 用VINmin来计算匝数 N=VINmin*TON/AE*B 算出来匝数为N=19 此处VINmin=100V来算的 第二种 按VINmax算 N=VINmax*TON/AE*B 算出的N=72 此处VINmax=380V , 那这样看是不是变压器是要用很大的呢?所以这就是我纠结的地方 关于楼主说用高压输入来算匝数 小弟初学 请指教 谢谢了 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 帮忙解答下151 楼的疑问咯 看楼主挺忙的 这么久也没见回复 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 请自己研读我的设计计算书,你会找到答案的,有点小忙,这里就不在回复你了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 嗯, 你说的是有道理的,我是在权衡效率和可靠性,因为同步整流没有直接二极管整流的可靠性高哇。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 我看到别人的一台双管机器里面,D1和D2的电流大小不一样,难道这个地方也有区别吗? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 那个计算书没有写 驱动变压器设计,你只是在前面截图了 162878962 工业/通信电源讨论群,欢迎楼主加入,请注明21 电源, |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 问一下,3845的1脚那边的,BAV99,二极管,作什么用处? |
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| | | | | | | | | | | | | | | 最好写成中文的,便于阅读,楼主如果有saber仿真文件的话,传上来就更好了 |
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| | | | | | | | | | | | | 有同样的疑惑,不知您明白了没,可否能给讲一下。。。
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| | | | | | | 正激不能大於0.5,,哪些種是電壓模式控制的,我也想做正激,怕用錯東西了/ |
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| | | | | | | | | 贴的工作量太大啊,一共17页,大家还是下载下来看吧。将就下啊。 |
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| | | | | | | | | | | | | 大家可以下载清晰的PDF格式的
此原理图设计2个亮点:
1.过流保护部分,过流保护引入了输入电压的信号,在很大程度上优化了过流保护,通常大家设计过流保护电路的时候,直接是坚持MOS的电流,且设计的时候也都是按照最低电压输入时候计算的的IP值,这个值在最低的时候保护比好敏感,但是高压的时候,往往短路就炸鸡,而我这个电路中过流保护部分引入了输入电压的变换,能在全电压范围内做到很好的过流保护,高压输入的时候,短路一样可靠。
2.输出过压保护部分,过压后直接拉反馈,效果也是非常好的。
3.驱动部分不是最优化,如果功率在大点的话,这个图腾柱驱动就会力不从心了,可以将图腾柱换成MOS管,用正激方式驱动。驱动能力很强。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 因为你计算IPmax的时候是按照输入最低的时候计算的,那么高压输入的时候,IP就比较的小,要达到过流保护的电压就需要更大的IP,那么就可能要挂的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 还有请问你那上面的AP法公式中是不是少了一个波形系数? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 如果有波形系数的话,那是分子上就是视在功率的,此AP法是比较的权威的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 对楼主用Vinmax*Dmax 来得到初级匝比,很是疑惑。
相比Vinmin*Dmax,提高了初级的匝数。从另一个角度来看就降低额B值。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 其实不必纠结初级的圈数,核心是磁通密度,你看到我计算书后面有修正圈数的,反复核算磁通密度的。
当你的电源工作在电压模式的话,我觉得采用VINMAX去计算更可靠,因为这种模式下,电源在启动瞬间,变压器的可能会发生双倍磁通效应,搞不好要炸鸡的。电流模式下,这种效应就会不明显的。
假设一个现象:如果你用VINMIN去计算,磁通密度取值0.25T,那么当电源工作最VINMAX的状态下,突然加大负载,或者在VINMAX输入条件下,反复的去开机关机,和做短路测试,你会不会担心你的电源呢?假设在VINMAX下,占空比突然别拉到0.5,你核算下你的磁通密度在这种状态下是多少。肯定要接近饱和了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 感谢楼主简洁的分析,我似乎了解到了楼主的出发点。
(假设在VINMAX下,占空比突然别拉到0.5,你核算下你的磁通密度在这种状态下是多少。肯定要接近饱和了。)
对于这条考虑,在开阶段就用VINMAX*DMAX计算得到的匝数,就可以避免磁通密度(B)达到磁芯饱和。虽然电流模式能能起到一点保护作用,但是IC的反映是需要时间。所以为了彻底一些,就直接在开始用Vinmax计算。
谢谢楼主。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 其实两种方法都是一样的,只要保证足够大的裕量(小于最大磁通密度),这样设计出来的变压器无论在高压起机或是低压起机,都不会进入饱和状态 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 现在很多IC都是电流控制的,用电流控制的IC有duty限制,用最小电压计算一次圈比也不会炸机。
不过会有其他不良产生:那就是在空载和满载切换时,输出电压会有掉电的现象。
原因应该是duty被限制,传递到二次的能量不足,再加上输出电感上的电流不能突变,必然造成输出电压下掉的情况。除非你的一次侧PWM的电压源是稳压源,再计算初级圈比的的时候用这个稳压源来计算,这样就可以避免此问题。所以这是无PFC双管正激的一个硬伤,比较难解决。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我最近做了一个3844控制的双管正激,在满载上电和切换负载时切实观察到了楼主说的这个问题,表现问,DRV信号突然中断然后继续开始。当时还思考了一会究竟是为什么,多谢楼主的大侠解答。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你好,老师,你知道那个计算书上的最小,最大输出电压是怎么算的呢?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 普通双管正激5V40A效率也就87左右,就次级改为倍流整流后,效率能上到92%吗?期待楼主的测试结果。 我用半桥变频输出同步整流也才刚刚90%. |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 5V40A我用PFC+LLC+倍流也就91左右的效率 |
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| | | | | | | | | | | | | | | LZ Vcs 用互感器采样那个的工作原理能不能描述下,, 新手有点啃不动。。麻烦了 |
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| | | | | | | | | | | | | 张老师你好!
针对原理图部门还有如下疑问:
1.Q2(下边的那个开关管)的源极不需要接地吗?
2.如果我要设计一个AC120--220V输入的双管正激,
在AC输入120V时若使用倍压整流电路,对于防止占空比过大,降低变压器初级线圈线径是否有好的效果呢?
我是菜鸟,刚学习电源设计,问得不对还请谅解。 |
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| | | | | | | 等 了一年了,還沒出樣機呀,,再頂你一下.加力支持 |
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| | | | | | | 不错的帖子,花了很长时间读完。不过可惜一年多了,还没有看到实物,希望楼主继续呀! |
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| | | | | | | 帖子都完了,还没见到实物https://bbs.21dianyuan.com/thread-233212-1-1.html
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| | | | | 倍流整流电路不是只适合电压对称的情形吗?而楼主采用的双端正激电路其输出电压不对称,还请楼主解释下为什么这里可以使用倍流整流电路?
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| | | | | 有一个双管正激led电源。原理图和楼主师傅的一样。
坏了,我想维修。 3845我五脚电压。没有5V。两个管的中心没有电压是为什么?。
管子没有损坏,其他也都正常。3845也更换过。帮帮我。 |
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