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| | | | | | | | | 多谢提供
楼主这个帖子真可谓是博大精深啊,正正看了2个小时。受益匪浅受益匪浅 |
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| | | | | | | | | | | /*********** 广告已删除 ***********/ |
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| | | | | 这个话题开得好!
在大电流超快整流二极管上,我常将RC中的R取得很小。 |
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| | | | | | | R取值是有讲究的,曾经看到有人将R取得很小,唯一的原因就是为了减少R的发热,阻值取大了撑不住,这就没有多少道理了。 |
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| | | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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积分:109912 版主 | | | | | 在C一定的情况下,R的损耗基本确定了,减小R的目的不仅仅是减少R的发热,R的发热不是跟值的大小乘比例的。 |
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| | | | | | | | | | | 不对头吧?
nc965:先讨论吸收的本质,什么是吸收?
对头。 |
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| | | | | | | | | | | | | 什么不对头?
是不是“在C一定的情况下,R的损耗基本确定了”不对头?请问东方先生是怎样看的?
我觉得R的损耗和电阻大小有关,电阻大,损耗就大,但是不是成正比就不知道了。不知对不对? |
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| | | | | | | | | | | | | | | 不能简单地说对或错.....还得根据主功率电路的工作状况来分析.....轻载重载的尖峰大不一样,
实际由各种分布参数构成的等效电路(指包括吸收回路在内的整个电路)也各不相同,怎能只
依据RC的取值来断定吸收回路的损耗大小? |
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| | | | | | | 我也觉得这个话题好,有些贴子,没有解释好解决问题的条件. |
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| | | | | | | 晶版主!能请教个问题吗?
耦合变压器的参数怎么确定!一般我用来做3843输出端耦合去驱动MOS管!一般电感量取多少呀! |
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| | | | | | | 大侠您好 我最近接触了个 次级是全桥整流的电路 输出是440伏 用的是1200耐压的管子
RC并联在二极管两端 C=102//102 R=82+82 (5W) 可是其中一个缓冲比其他三个缓冲 要 热很多? 是怎么回事啊 |
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| | | | | 先讨论吸收的本质,什么是吸收?
基本拓扑电路上一般没有吸收,实际电路上一般有吸收,吸收是工程需要,不是拓扑需要。
吸收总是和电感有关,这个电感不是指拓扑中的感性元件(拓扑中的感性元件的能量转移由拓扑解决),而是指诸如变压器漏感、布线杂散电感、或者故意增加的感性元件(这些感性元件的能量转移由吸收解决)。换言之,没有电感或者电感很小可不吸收,否则必须吸收。
吸收是针对电压尖峰而言,电压尖峰从何而来?电压尖峰的本质是什么?
电压尖峰的本质是一个对结电容的dv/dt充放电过程,而dv/dt是由电感电流的瞬变(di/dt)引起的,所以,降低di/dt或者dv/dt的任何措施都可以降低电压尖峰,这就是吸收。 |
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| | | | | | | 吸收是什么? 是路径!
能量的表现形式是电流或者电压:
电压的存在需要路径吗?------可以不需要。电压是电场电势的差,电场只需要有产生的“源”就可。
电流的存在需要路径吗?-----电流是电荷的移动,没有路,如何移动?这是电流的定义。
能量的表现的载体是:电感或者电容。
吸收就是为电感的能量“渐变”提供通道。 |
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| | | | | | | | | 如果不吸收的话,器件开关时就会产生感应电压,这个电压会干扰其它电路的正常工作.但如果有一个低阻值的泄放回路,又考虑到分布参数的公共阻抗效应,则低阻值的电路与负载是并联关系,所以负载阻抗大幅降低(公共阻抗基本不变的话),故而负载的感应电压大幅降低,进而对其它电路产生很小的干扰.
所以如果在开关器件的两端并联一个0.1R的电阻为最理想不过了,但是这个0.1R的电阻显然使得开关器件处于短路状态而无法正常工作,所以电阻串联一个电容就是必须的了!电容越大电阻越小,则感应电压作为高频信号的抑制效果就越好,也就是负载的干扰电压越小,但也要根据实际情况选择.
总之一句话,器件的开关产生感应电压,RC的低阻回路使得此高频干扰电压几乎没有在负载上产生干扰.当然了负载也可理解为其它的电路.
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| | | | | | | | | | | 这个。。。新手入门,看不太明白呢。
为什么低阻值的电路与负载是并联关系?为什么负载的感应电压大幅降低?为什么电容越大电阻越小,则感应电压作为高频信号的抑制效果就越好? |
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| | | | | | | | | | | | | 对于最后的一个问题,个人理解是:因为电容电阻串联,电容越大电阻越小其整体阻抗越小,更容易导通高频信号。 如有不对,敬请斧正。 |
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| | | | | | | | | | | 所以,对于尖峰对应的甚高频,缓冲路径相当于通路,对于工作开关频率及以下的分量,相当于是断路。所以,所谓的RCD缓冲死守其实是一个高通滤波器,尖峰部分过去了,开关工作部分不能从这里过去。
对吗????? |
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| | | | | | | [没有电感或者电感很小可不吸收] .....这个还得看流过电感的电流大小。 |
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| | | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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积分:109912 版主 | | | | | 实际就是电感中储存的能量的大小。两个因素都是互相制约的。 |
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| | | | | | | | | "电感"此电感是不是应该为漏感呢?
一般小功率的电感量的都比较大,却很少用吸收,大功率的用吸收比较多 |
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| | | | | | | | | | | | | 因为电感上面的电流不能突变,电感上面的电流与电感量和时间有关系,如果电感量大了同样的时间存储的功率大不起来,所以功率越大电感量越小 |
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| | | | | | | 楼主这个定义非常正确,就是因为漏感的存在,Llk. |
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| | | | | | | 我补充一下:(缓冲电路)
电容和电阻串联而成的电路。在电力电子电路中,用于改进电力电子器件开通和关断时刻所承受的电压、电流波形。通常电力电子装置中的电力电子器件都工作于开关状态,器件的开通和关断都不是瞬时完成的。器件刚刚开通时,器件的等效阻抗大,如果器件电流很快上升,就会造成很大的开通损耗;同样器件接近完全关断时,器件的电流还比较大,如果器件承受的电压迅速上升,也会造成很大的关断损耗。 |
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| | | | | | | | | 开关损耗会导致器件的发热甚至损坏,对于功率晶体管(GT缓冲电路R),还可能导致器件的二次击穿。实际电力电子电路中,还常由于二极管、晶闸管等的反向恢复电流而增加电力电子器件的开通电流,由于感性负载或导线的分布电感等原因造成器件关断时承受很高的感应电压。采用缓冲电路可以改善电力电子器件的开关工作条件。 |
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| | | | | | | | | 缓冲电路的基本工作原理是利用电感电流不能突变的特性抑制器件的电流上升率,利用电容电压不能突变的特性抑制器件的电压上升率。图示以GTO为例的一种简单的缓冲电路。其中L与GTO串联,以抑制GTO导通时的电流上升率dI/dt,电容C和二极管D组成关断吸收电路,抑制当GTO关断时端电压的上升率dV/dt,其中电阻R为电容C提供了放电通路。缓冲电路有多种形式,以适用于不同的器件和不同的电路。 |
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| | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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积分:109912 版主 | | | 无损吸收是好的,可无损吸收相关的内容能查到的不多,这两天一直在为这个发愁。 |
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| | | | | | | 吸收为何存在?
吸收的途径?
吸收的取值或影响?
请大师们开帖或开个课? |
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| | | | | 听讲啦,只知道一般在开关管的gs或者二极管之间加吸收电路。。。来学习 |
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| | | | | | | 需要吸收一些不必要的尖峰、噪音对器件,电路的影响,而这些尖峰噪音产生的原因就是某些能量通过电感电容这些非线性器件而产生的DV/DT DI/DT,所以一般来说吸收都吸收这些能量使电路工作在安全的区域(尖峰减小==)
个人看法,有误不负责! |
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| | | | | 吸收可以引起哪些效应?
1、降低尖峰电压
2、缓冲尖峰电流
3、降低di/dt和dv/dt,即改善EMI品质
4、减低开关损耗,即实现某种程度的软开关。
5、提高效率,这个放最后了,意思是效率提高是有限的,弄不好还可能降低效率。
也就是说,降低尖峰电压只是吸收的功效之一,其他功效也是很有价值的,这就是为什么有时候尖峰电压并没有超标,仍然需要吸收的原因。 |
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| | | | | | | | | 工程中很实际的东西,但网上,书上讲这方面的知识很少,希望大家能深入讲解呀, |
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| | | | | | | 我碰到过 加吸收 效率降低的,当时比较头痛,后来没办法了还是加上吸收了 |
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| | | | | 我也来谈谈吸收问题,
吸收是实际问题,很多理论拓朴结构中并没有吸收电路,如果变压器做的非常理想的话,不加吸收
电路,也可以得到理想的方波,不会有毛剌,不会有高次谐波.
怎样做理想的变压器呢?
当然了,要做好变压器,就不光是匝数与线径的问题了,这里,引入一个附加电感与附加电容的概
念,电感与电容的概念是这样的,任何一段导线,都是一个电感,任何互相靠近的导体,它都是一个
电容.
在实际应用中,因为变压器匝间电感与匝间电容都很小,在电流突变时,谐振的频率就很高,如果
每匝的匝间电容相等(排绕),由于每匝都是串联的,所以就有很高的尖峰电压出现在电流突变时,
严重时,可以达到工作电压的几倍到几十倍,有些特意做的高压脉冲,达工作电压的几百倍到几千
倍,也是很正常的.要消除它,有很多种方法,
1:阻容吸收法
阻容吸收法,并不是最好的办法,阻容吸收法是在高压端并上(电阻串电容),利用电容充放电的作
用,降低突变电压,此法优点简单,易调节,变压器制作水平要求不高.缺点是有较大功率损耗,一
般在总功率的4%-6%,差的可以达到10%,电容越大,吸收效果越好,但电容同时在脉冲开关上产生
较大的充放电流,当电流过大时,易损坏开关管,为了防止开关管上的电流过大,就要串个电阻限
流,电阻越小,电流就越大,开关管就越易损坏,电阻越大,电流就越小,脉冲就越不易去除.
2:稳压吸收法
高压线圈端,有时可以用稳压管等稳压器,把过高电压吸收,由于脉宽不大,不存在充放电,所以损
耗相对较小,可以做到总功率的1%-2%.缺点是,电路有时复杂,简单的电压又不好调节,要求频响
较高,如果是低压升高压的,只要在高压输出端用较高频率的整流管和并上个高频率电容,就可以
把高压吸收并输出做功.
3:磁芯吸收法
利用磁芯涡流损耗法,当线圈出现高压高频谐振时,在磁芯上也会感应出涡流,涡流可以损耗掉高
频高压,而磁芯对相对的工作频率损耗较小,优点是简单,缺点是难设计,难兼顾,同时磁芯也有发
热,波形不易标准.
4:附加绕组法
就是在变压器中附加一个绕组,让变压器产生的尖峰电压返回电源,从而提高变压器效率,缺点是
要多绕个绕组.
5:层间电容法
利用变压器绕组的层间电容与层之间压差,实现削尖峰,通过调整层间绝缘材料性质与厚度,可以
做出所需的层间电容量,其结果相当于每层并了一个电容,也相当于总绕组上并了一个电容.由于
此电容属于分布电容,输出的冲击电流较小,不易损坏开关管,波形可以做的非常理想,还可以降
低开关管发热.缺点是层间绝缘材料厚度不好调,要多次绕线包试,不过对大批量生产,好处是最
大的,它最简单,不要外部另件削尖峰,同时损耗较小.
6CB法,
就是在印刷电路板上,利用电路板正反两面铜铂,做一个电容(两个互相靠近的导体,就是一个电
容),好处是此电容不增加本,缺点是和阻容法一样,损耗较大,最少要双面板,单面板是不行的.
7:还有一些办法,比如续流法,换流法,还原法,双线法,平行法,双向法,单向法等等,在这就不想
多说了,一句话,绕变压器是一种学问,它是电源的心脏,是电源的发动机,不要打开看它就几根又
短又小的铜线和一些烂纸,想要弄精通,还真不易呢.就象半导体一样,大家都知道是硅做的,硅就
是砂子的主要成分.你懂,你拿砂子做个二极管试试.
如果你花上10年的功夫,绕它1000种不同的变压器,同时对比每种不同的特性,你就能总结出一点
东西了.
以上只是个人的一些看法,欢迎拍砖亮玉. 评分查看全部评分
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| | | | | | | 感谢两位看得起,还加分,
说个故事,本人为了调整层间电容量,曾一度收集各种不同的纸张,薄膜,胶带,布带,等等,有时近于一种疯狂辟好.但对于小变压器,窗宽不大,层间电压不高,绝缘层厚度就要在10微米内的,一直没有好办法,
有一次上街发现,有个小女陔在用小塑料管折星星玩,那管子很软,很薄,还可以拉长,当时在我眼里看来,随着小女孩的管子的慢慢拉长,我眼里看到的居然是变压器的绝缘厚度在慢慢减小,电容在迅速增大,直到拉断时,才发现,不知几时,是我抢了一根来拉的,
后来当天我就买了一大把来,通过调整拉长的长度,来控制绝缘层厚度,当天就设计出了以前做不到变压器,那个心里,真比吃了蜜还舒服, |
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| | | | | | | | | 这么晚了您还在,我虽非电源人,亦在您的贴子里学习了很多。 |
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| | | | | | | | | 吸收就想大坝堤边的水泥凸台,能量是好东西,过了就危险了,所以找个东西消耗掉。治电如治水,通的。 |
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| | | | | | | 我想你说的那个附加绕组法是怎么加绕组,绕制的方法是什么,要绕多少圈等,能说的详细一点吗,谢谢 |
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| | | | | 吸收误区
1、哪有尖峰哪吸收
2、二极管吸收
3、无损吸收就无损。 |
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| | | | | | | 好東西,確實沒有去考慮過那麼多啊,看到人家哪麼用,自己也跟著用,調整一下R或者C使尖峰電壓達到要求而已,今天受益匪淺啊,感謝各位 |
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| | | | | 这个话题很好。但要系统讲吸收没有这个能力。只能讲想到的一点,希望能引到玉。
XW:你就讲电阻大小和功耗的关系吧。
东方:好的。正像晶纲禅诗讲的那样,不能简单地说对或错.....还得根据主功率电路的工作状况来分析。那我就找一个主功率电路分析。
XW:简单一点的,比如是Boost电路好不好?
东方:也不见得简单。
XW:就这么个电路,S导通时,IL增大,S断开时,VD导通,怎么还要吸收回路?
东方:一是有分布参数存在;二是VD有恢复时间限制,不是理想器件,所以还是要吸收回路。
XW;愿闻其详
东方:以最简单的RC电路为例说明
XW:单看怎样算出RC大小?
东方:假设IL已知,在S断开的瞬间,VD由于正向恢复时间的限制,一时来不及导通,会引起过冲电压,威胁开关器件安全。
XW:只听说反向恢复时间,怎么你又搞出“正向恢复时间”?这究竟什么含义?
东方:宇宙是简单的,规律是对称的,有反就有正。
XW:不要讲你的哲学思想了,谈主题。
东方:不是我的思想,是爱因斯坦的……简单讲吧,二极管开通、关断均有个过程,需要一定的时间,在此动态过程中二极管的单向导电性能不典型,正向表现高阻(稳态时表现为低阻),反向呈现低阻(稳态时表现为高阻)。
XW:就是说,在S断开的瞬间,VD高阻不能通电,电感电流怎么办?
东方:这回开窍了,电感电流不能突变,我们得给它设置一条通路,就是RC吸收回路,要做到:
R≤Us / I L
其中,Us 是开关器件S的耐压,I L是电感电流。
R的瞬间功率为I L2R和I L平方成正比;和R也成正比。
XW:那怎没有电容的事呢?
nc965:电容C的取值可以比较随意一点,只要有电阻限流,电容用大一点也没有关系。
东方:要核实一下,当开关S导通时,电容电压(最高为Us)通过R放电,估算电流
Ic=Us / R 小于S的允许最大电流。
XW:楼主说C大一点没有关系,小一点行不行?
东方:太小不行!要保证在正向恢复时间内,电感电流对电容充电,电压不能超过Us。 |
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| | | | | | | R在VD正向恢复中是多余的,此时它的接入是一种无奈。R的作用是ON时电容放电限流的,使得放电电流小于S的允许最大电流。
电阻 电容的选择:
1。Us= IL *Tfr / C +R* IL ,(Us小于Usmax )
2。Is= Vo / R (Is小于Is max)
从方程1。2。求解范围。 |
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| | | | | | | 其实所有电路复杂的就是电容,跟电感。东方先生有没有讲关于 电容元件,电感元件 的论段。个人觉得书上面讲的不详细,个人觉得不好理解。 |
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| | | | | | | | | 我也觉得冲击电流是一个很难解决的问题.特别是在高效率的场合 |
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| | | | | | | 东方老师,我说“电容C的取值可以比较随意一点”是特指交流斩波电路的吸收,不适合普遍场合,要引起误会的。 |
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| | | | | | | 比如次级整流管RC吸收,R ,C 的位置调换,结果会有很多差异,怎么解释?
附件是RC大小选择的实例,应该挺有帮助。 |
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| | | | | | | | | 看完文档有个疑问:
加503电容之后,你说的too bad指的不是电压毛刺的问题吧,是什么呢?? |
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| | | | | | | | | 请问:为什么后面那个峰峰值158 的是too bad? |
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| | | | | | | | | | | 后面还有一个电阻上面的功耗,5W!所以too bad! |
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| | | | | | | 【摘要】Boost电路开关管RC吸收估算步骤:
- R≥Usmax/Imax
- R≤0.5Usmax/ILmax
即Usmax/Imax≤R≤0.5 Usmax/ILmax
哈哈!果然引来大美玉!
nc965:东方老师,我说“电容C的取值可以比较随意一点”是特指交流斩波电路的吸收,不适合普遍场合,要引起误会的。
东方:知道了, nc965认为一般电路电容C的取值一点不能随便用的。
blueskyy:电阻 电容的选择:
1。Us= C* IL *Tfr +R* IL ,(Us小于Usmax)
2。Is= C* IL *Tfr / R (Is小于Is max)
其中tfr为正向恢复时间
东方:1、式有点问题,右边第一项C* IL *Tfr是不是考虑在正向恢复时间内电容上的充电电压?那就应该是IL *Tfr/C 是吗?
为了便于操作,以IL *Tfr/C =R* IL来估算。则R≤0.5Usmax/ILmax
2、式还要考虑到S导通前的电压,应该是等于输出电压Uo,当然不能大于Usmax为了安全,R≥Usmax/ILmax 为好。
XW:请举一个例子
东方;1200V / 100A 的IGBT ,设计ILmax=40A ,求R
R≥Usmax/Imax=12Ω
又R≤0.5Usmax/ILmax=15Ω
XW:看来这个选择的余地不大呀!
东方:因为估算时已经留有一定余地了,电容的电压不应该达到Usmax/的。
XW:关键是电容选择
东方:用0.5Us≥IL *Tfr/C估算 ,设Tfr=0.5μS 则
C≥ILmax×Tfr /0.5 Usmax =0.033μF
XW:只要大于0.033μF就行,不像R那样严格。
东方:还是 nc965说的“电容C的取值可以比较随意一点,只要有电阻限流,电容用大一点也没有关系。”,不仅交流电路如此,Boost电路也行呀!
XW;楼主圣明!
东方:当然也不是越大越好。
XW:你不是说“不对头吧?”
东方:我是疑问,现在回答。 YTDFWANGWEI考虑的是导通时的损耗,仅和0.5CUo 2有关,不和R联系。东方考虑的是S断开时的损耗,这个损耗和R有关。
XW;所以在符合安全要求的前提下,减小电容可以降低损耗。 |
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| | | | | | | | | 东方老师分析问题的方法与思路实在是无可挑剔! 唯独【拿Boost 说这事】... 略感【美玉之瑕】..... |
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| | | | | | | | | | | 按照东方老师的思路:在BUCK 中,当MOS 关断,续流二极管正向恢复时间内,由RC吸收电路换流(电感电流由原来的MOS,切换到与二极管并联的RC吸收电路上)。由于续流二极管的阳极接地,故:二极管的阴极,也就是:开关节点处(开关--电感---二极管三者交点)出现:Us=- (IL *Tfr / C +R* IL ) 的负压!
开关MOS 在关断时承受的耐压 Vds=Vin+ (IL *Tfr / C +R* IL )。 |
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| | | | | | | | | | | 谢谢两位专家指正!
Buck电路在MOS关断的瞬间,起主要作用的是电感的电流,这时相当于恒流源,而和恒流源串联的器件可以短路。如图。
XW:那RC和MOS为什么不短路掉呢?
东方:可以短路不等于一定要短路, blueskyy老师要考虑MOS的耐压,你把它也短路了咋整?
XW:那不行。
东方:所以,USmax≥IL *Tfr/C +R* IL即可。
XW;这不是和Boost电路一样了?电路所见也略同啊!
东方:Usmax/Imax≤R≤0.5 Usmax/ILmax C≥ILmax×Tfr /0.5 Usmax
XW:这里的理论基础是二极管的正向恢复时间,假设这个时间很短,还要不要吸收?
东方:还是要的,因为有分布电感存在。
XW:吸收电阻的电感有没有影响?
东方:这个问题提得好,有影响!尽量采用无感电阻。
XW;如果有一定电感会怎样?
东方:MOS管分布电容可有一定吸收,不排除极短时间MOS会被击穿,但不会损坏,如果考究一点可以用TVS管限压保护。 |
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| | | | | | | | | | | | | 多谢,东方老师的精彩解释。通常看到的BUCK 线路,RC吸收回路都是并联在续流二极管两端(我47楼的回答也正是源于此),相比你49楼的结构,RC吸收回路并联在MOS ,在MOS 断开,在续流二极管正向恢复期间,电感电流换路到与MOS并联RC吸收回路中。得出MOS两端的耐压= IL *Tfr/C +R* IL 。
那么二极管阴极的电位是:Vin- (IL *Tfr/C +R* IL ),假如说:Vin- (IL *Tfr/C +R* IL )在整个续流二极管正向恢复期间始终是大于0的,而二极管阳极的电位始终接地=0 ,也就是说:在续流二极管的Tfr期间,二极管承受的电压
总是反偏的(阴极电位高于阳极电位),那么:二极管又如何?在什么时候?正向导通(将电感电流从你的拓扑中的RC 吸收回路抢过来 续流呢?)。要想二极管续流必须要克服二极管正向恢复,也就是:必须先给二极管提供正向电压。这就是东方老师的拓扑和普通常见的BUCK 拓扑之间的疑问。。。
姑妄推之:东方老师所有的分析近似都是建立在:二极管在恢复期间的阻抗无限大,开路的。通过RC吸收回路来切换电感电流。这是东方老师分析的出发点。。。。
另外:东方老师在回复中千万不要出现 Buleskyy老师的字样,真是太让人 ,实不敢当。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 谢谢回复。我原来也是RC吸收回路都是并联在续流二极管两端的。但楼主发话了。
nc965:所有拓扑中的二极管都是电平衔接得天衣无缝的,没有必要吸收。
东方:您的地盘您做主,东方不敢加二极管吸收。但 Buleskyy兄也是高见,继续探讨。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 所有拓扑中的二极管都是电平衔接得天衣无缝的,没有必要吸收,这话的前提是从拓扑的角度看是这样。
另外一句话:吸收是工程需要,不是拓扑需要。意思也差不多。
没有说RC吸收不能并联在续流二极管两端,只是说这里面可能有认识误区 |
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| | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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- 主题:142
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- 帖子:45931
积分:109912 版主 | | | | | | | | | | 我是这样理解的:如果我们测量各点波形的时候,不论是发现二极管尖峰高还是MOS管尖峰高,当然最好的办法是知道产生尖峰的原理,从原理上来解决,但如果原理上的解决方法已经最优了。那咋办?那就那里高在哪里吸收,因为这点高就说明到这里后回路给堵死了。通过RC吸收等于在旁边挖个泄流通路一样的道理。
能力有限,可能理解有误。 |
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| | | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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- 主题:142
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- 帖子:45931
积分:109912 版主 | | | | | | | | | | | | |
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| | | | | | | | | | | | | | | 我觉得IL *Tfr/C +R* IL 这个式子,本身就有问题。
bluesky是基于一个恒流源对RC充电Tfr时间,这个RC网络上能达到的电压而考虑,才得到这个式子的。
但实际中,根本得不到这个电压。
基于这个基础上,而展开的数值计算,我表示怀疑~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 追随东方先生的思想(33楼表达),
忽略电感的纹波,换路前后,将电感看作恒流源。这样做,只是工程上的近似和逼近。。。 |
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| | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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- 帖子:45931
积分:109912 版主 | | | | | | | XW:这里的理论基础是二极管的正向恢复时间,假设这个时间很短,还要不要吸收? 东方:还是要的,因为有分布电感存在。
假设,仅仅是假设,如果二极管不存在正反向恢复时间,还要不要吸收?这个就是理论上的了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 我认为还是要吸收。
XW;你得讲出道理,光认为不行啊!
东方:道理已经讲了,就是有分布电感存在。
东方:例如L’是分布电感,D是理想二极管,在S断开时,D立马导通,但L’上的电流无法续流,对S还是有威胁。
XW:但是,D不可能真的是理想二极管,L’也是客观存在的,如果D上没有吸收回路能行吗?
东方:这个问题问的好。在实际情况下,考虑到L’的存在,仅仅在S上加吸收还是不够的。D上也要加吸收。
【重要结论】在实际电路中,S和D都要有适当的吸收回路,缺一不可。
XW:那从拓扑的角度看呢?
东方:带回去研究研究。
请把我的图带回你的家,请把你的拓扑留下
明天明天这拓扑飞遍海角天涯
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 请把我的图带回你的家,
请把你的拓扑留下
明天明天这拓扑飞遍海角天涯
----工程师的浪漫情怀 |
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| | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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积分:109912 版主 | | | | | | | | | 不错学习了,这个是MOS管关断的时候,考虑MOS管开通的时候呢?如果是理想二极管需要不需要吸收? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 问得好,问到点子上了,D的尖峰反压(如果有的话)就是在MOS管开通的时刻发生的,而不是关断时刻。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 好,很好!
就用这个图来说明RC的作用。当S开关时,由于分布电感分布在整个回路,所以S和D的回路,SLC到负载的回路,都会产生大的感应电压。如果没有RC的吸收,则电路各处都会产生大小不同的感应干扰。但如果有RC吸收,则显然感应电压就沿着最近最短的RC路径泻放,而不可能绕远到负载等处了。所以这就是RC电路的作用。
因此RC的参数选择,就与电路的分布电感相关,如果不能掌握电路的分布电感,那只能是实验凑试了。
但电容C有个问题,那就是对于低压电路来说,会有压降,从而使得负载的电压降低。对于高压电路来说则问题不大。
故,吸收电路采用TVS也是值得考虑的,至少不会降低负载的电压。
各位怎么看呢?
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| | | | | RCD吸收电路的设计
对于一位开关电源工程师来说,在一对或多对相互对立的条件面前做出选择,那是常有的事。而我们今天讨论的这个话题就是一对相互对立的条件。(即要限制主MOS管最大反峰,又要RCD吸收回路功耗最小)
在讨论前我们先做几个假设
① 开关电源的工作频率范围:20~200KHZ;
② RCD中的二极管正向导通时间很短(一般为几十纳秒);
③ 在调整RCD回路前主变压器和MOS管,输出线路的参数已经完全确定。
有了以上几个假设我们就可以先进行计算:
一﹑首先对MOS管的VD进行分段:
ⅰ,输入的直流电压VDC;
ⅱ,次级反射初级的VOR;
ⅲ,主MOS管VD余量VDS;
ⅳ,RCD吸收有效电压VRCD1。
二﹑对于以上主MOS管VD的几部分进行计算:
ⅰ,输入的直流电压VDC。
在计算VDC时,是依最高输入电压值为准。如宽电压应选择AC265V,即DC375V。
VDC=VAC *√2
ⅱ,次级反射初级的VOR。
VOR是依在次级输出最高电压,整流二极管压降最大时计算的,如输出电压为:5.0V±5%(依Vo =5.25V计算),二极管VF为0.525V(此值是在1N5822的资料中查找额定电流下VF值).
VOR=(VF +Vo)*Np/Ns
ⅲ,主MOS管VD的余量VDS.
VDS是依MOS管VD的10%为最小值.如KA05H0165R的VD=650应选择DC65V.
VDS=VD* 10%
ⅳ,RCD吸收VRCD.
MOS管的VD减去ⅰ,ⅲ三项就剩下VRCD的最大值。实际选取的VRCD应为最大值的90%(这里主要是考虑到开关电源各个元件的分散性,温度漂移和时间飘移等因素得影响)。
VRCD=(VD-VDC -VDS)*90%
注意:① VRCD是计算出理论值,再通过实验进行调整,使得实际值与理论值相吻合.
② VRCD必须大于VOR的1.3倍.(如果小于1.3倍,则主MOS管的VD值选择就太低了)
③ MOS管VD应当小于VDC的2倍.(如果大于2倍,则主MOS管的VD值就过大了)
④ 如果VRCD的实测值小于VOR的1.2倍,那么RCD吸收回路就影响电源效率。
⑤ VRCD是由VRCD1和VOR组成的
ⅴ,RC时间常数τ确定.
τ是依开关电源工作频率而定的,一般选择10~20个开关电源周期。
三﹑试验调整VRCD值
首先假设一个RC参数,R=100K/RJ15, C="10nF/1KV"。再上市电,应遵循先低压后高压,再由轻载到重载的原则。在试验时应当严密注视RC元件上的电压值,务必使VRCD小于计算值。如发现到达计算值,就应当立即断电,待将R值减小后,重复以上试验。(RC元件上的电压值是用示波器观察的,示波器的地接到输入电解电容“+”极的RC一点上,测试点接到RC另一点上)
一个合适的RC值应当在最高输入电压,最重的电源负载下,VRCD的试验值等于理论计算值。
四﹑试验中值得注意的现象
输入电网电压越低VRCD就越高,负载越重VRCD也越高。那么在最低输入电压,重负载时VRCD的试验值如果大于以上理论计算的VRCD值,是否和(三)的内容相矛盾哪?一点都不矛盾,理论值是在最高输入电压时的计算结果,而现在是低输入电压。
重负载是指开关电源可能达到的最大负载。主要是通过试验测得开关电源的极限功率。
五﹑RCD吸收电路中R值的功率选择
R的功率选择是依实测VRCD的最大值,计算而得。实际选择的功率应大于计算功率的两倍。
RCD吸收电路中的R值如果过小,就会降低开关电源的效率。然而,如果R值如果过大,MOS管就存在着被击穿的危险。
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| | | | | | | ② VRCD必须大于VOR的1.3倍.(如果小于1.3倍,则主MOS管的VD值选择就太低了)
总觉得这句话不知如何理解? |
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| | | | | | | | | VRCD必须小于于VOR的1.3倍 吸收损耗会太大 影响效率,R太热 |
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| | | | | 我先讨论一下吸收的误区,弄明白这个才谈得上怎么吸收,在哪吸收,如何吸收?
吸收的第一个误区:在哪吸收
最典型的误区是:
1、Buck续流二极管反压尖峰超标,这个是常见的,但是在这个二极管就地吸收的方法却是错误的。为什么?因为这个反压尖峰并不是二极管引起的,尽管表现是在这里。这时只要加强MOS管的吸收或者采取其他适当的措施,这个尖峰就会消失或者削弱。
2、副边二极管反压尖峰超标,这个也是最常见的,原因也清楚,都是漏感惹的祸,正确的方法是处理漏感能量,错误的方法是在这个二极管上拼命吸收。
3、反激MOS反压超标,如果是漏感尖峰,或许吸收能够解决问题。如果是反射电压引起的呢?吸收是不能能够解决问题的,即使你拼命加强吸收使反压降了下来,效率就会低得一塌糊涂,因为你改变了拓扑。
吸收的第二个误区:二极管吸收
也许有人会觉得纳闷,二极管吸收已经被工程上广泛接受,为什么还说对二极管进行吸收是个误区呢?
有以下原因:
1、拓扑中的二极管承担着重要的能量转移任务,仔细观察我们可以发现这样二个事实:1)所有拓扑中的二极管都是电平衔接得天衣无缝的,没有必要吸收。2)拓扑中的二极管总是可以理解成一种系统DC吸收,只是吸收转移的能量全部给了输出(或者输入),换句话说,它自己就是个吸收二极管。
2、从最后效果上讲,对一个理想二极管进行RC吸收的效果,等效于一个有反向恢复的二极管。其中,V/R=反向恢复电流,RC=反向恢复时间。什么意思呢?对一个快恢复实施RC吸收,其效果等效于一个反向恢复时间更长、反向恢复电流更大的二极管。换句话说,一个慢恢复二极管等效于一个附加RC吸收的快恢复二极管。
3、如果胆敢对一个二极管实施RCD吸收,情况就更加惨不忍睹,其效果甚至连工频整流二极管都不如。
4、(补充)如果对一个二极管实施如同无损吸收那样的LCD吸收,。。。我觉得拓扑都已经变了。 |
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| | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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积分:109912 版主 | | | | 1、BUCK二极管上的尖峰是如何引起的?
2、副边二极管尖峰当然要尽可能减小漏感,这个也是从实际出发最基本的。但在漏感已经无法继续减小的情况下,就需要吸收了。
3、反激如果MOS管超标是由于反压引起的,那是设计问题了。 |
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| | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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积分:109912 版主 | | | | 对一个快恢复实施RC吸收,其效果等效于一个反向恢复时间更长、反向恢复电流更大的二极管。换句话说,一个慢恢复二极管等效于一个附加RC吸收的快恢复二极管。
这话指的商榷,快恢复二极管相当于一个高速行驶的汽车快速刹车,而慢恢复二极管相当于一个高速行驶的汽车慢慢停止。两者的工作原理根本就不一样。一个慢恢复二极管跟一个附加RC的快恢复二极管根本不是一码事情。
如果胆敢对一个二极管实施RCD吸收,情况就更加惨不忍睹,其效果甚至连工频整流二极管都不如。
这话更有问题,吸收,暂且不论是否需要吸收,单从吸收来说,只是对于多余的能量提供一个通路,而这个通路加在哪里都是可以的,只要这个通路是对于多余的能量是通畅的就可以,加在二极管跟加在变压器道理都是一样的。因此不存在时对二极管吸收还是变压器吸收,其实都是对漏感的能量的吸收。 |
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| | | | | | | | | 没有说工作原理一样,特别强调了是从最后的实际效果来看,原理上肯定是不一样的机制。
继续讨论,看看这个观念能够在多大程度上被理解和接受。
如你所讲:吸收,暂且不论是否需要吸收,单从吸收来说,只是对于多余的能量提供一个通路,而这个通路加在哪里都是可以的,只要这个通路是对于多余的能量是通畅的就可以,加在二极管跟加在变压器道理都是一样的。
那么,加在工频整流二极管的反向恢复通道上也是一样的。我就是想表达就是这个意思,与其用一个快恢复加一套RCD吸收,不如直接用一个工频整流二极管来得爽快。 |
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| | | | | | | | | | | 我可能没有完全理解大师的意思,首先大师有没有做过实验?其次,RC吸收的时候C最终是把能量通过R来消耗掉的,但是慢恢复二极管怎么把吸收后的能量放掉呢? |
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| | | | | | | | | | | | | 你以为慢恢复是理想的能量通道?他不发热?
如果他要发热,什么热?欧姆热?什么是欧姆热,就是RC中的R |
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| | | | | | | | | | | | | | | 我最近做了一个推挽正激仿真,结果也是有点出人意料的,增大二极管的反向恢复,尖峰确实减小很多。如果没有等效的漏感,就没有尖峰了。我想实际我们选用快恢复或者肖特基二极管主要目的是为了减少反向恢复损耗和其产生的反向尖峰,结果出现了正向尖峰又想到用R,C来吸收。我看了大师最终给出的结论,我觉非常有道理,此帖确实学到很多东西。谢谢!
对于以上推挽正激的仿真结论我暂时收回,给大家造成的误解我很抱歉。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 请把你这个仿真上传,正好用来澄清第二个误区:副边二极管吸收。 |
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| | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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积分:109912 版主 | | | | | | 与其用一个快恢复加一套RCD吸收,不如直接用一个工频整流二极管来得爽快。
这个定义的前提必须是快恢复+RCD吸收的工作原理=工频二极管工作原理,否则就不能简单的替代。 |
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| | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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积分:109912 版主 | | | | | | | | 这个没试验过,在高频整流回路采用工频整流二极管到底会出现什么状况。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 高频整流回路采用工频整流二极管到底会出现什么状况?
出现的状况必定跟快恢复+RCD吸收一样。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我有类似经验,某次在焊一块BOOST电路时将MUR160错焊成IN4007,由于封装类似,且把字一面焊在下面了,所以没有注意。上电后表现出的是输出电压几乎没有升压的感觉,电压上不去。后来找了半天才发现是焊错快恢复二极管的原因。分析下:认为由于IN4007的寄生电容相对较大,以至于电感给滤波电容充的电都被反向恢复时间内反向放掉了(即MOS管开通了,二极管还没恢复)所以电压上不去了。请NC965老师评判下我的分析是否有错,谢谢 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 正确,这里是不能用整流管的,也不能对快恢复实施RCD吸收。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我焊成1n4001,为什么炸管了
换成1n5819却没事,这是为什么? |
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| | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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积分:109912 版主 | | | | | | 关于这个问题,我想问一句话:半导体厂家推出反向恢复时间越来越快的二极管的目的是什么?按照你们说的,反向恢复时间越长越好,那半导体厂家其不是在走反路? |
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| | | | | | | | | | | | | 谁说反向恢复时间越长越好? 谁? 反正我没有说。我觉得反向恢复时间越短越好。 |
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| | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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还有什么足以导致我们判断错误的区别呢? 我也想知道 |
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| | | | | | | | | 加了 RCD 还没RC 效果好 尖峰反而更高 温升也会稍微增加 但是也没这么差劲吧? |
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| | | | | | | | | | | 二极管吸收,不能用RCD,用了就是很差劲,跟用慢恢复一样差劲。 |
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| | | | | | | Buck 和Boost里,如果把输入/输出电容看作AC短路的话,RC放在开关管上就等於放在二极管上,反之亦然。
当然实际中有许寄生参数,两条路线会有点分别。 |
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| | | | | | | | | 我一直非常关注 greendot老师的言论, greendot老师在理论上可谓博大精深,现在老师发话了: 在理想情况下,RC放在开关管和放在二极管上是等效的,这个推断我认为是正确的。 |
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| | | | | | | | | | | 李斑竹,能否和我们分享一下,你是“如何推断”在理想情况下,RC放在开关管和放在二极管上是等效的 |
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| | | | | | | | | | | | | 是greendot大师在推断,我没有推断,我只是认为他的推断是正确的。但是我们这里主要讨论的不是理想情况。
这个贴是准备系统地讨论吸收,目前进展缓慢,仅仅进行到第一种误区的第一种现象(Buck),而且还没有结论。
所有误区排除了,才能够讨论正确的方法、技巧和具体计算。
只能慢慢来了,一个问题一个问题地搞清楚。所以顾不上中间插进来的问题。对不起了。不过,我相信,也希望,所有问题最后都会尘埃落定。 |
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| | | | | | | | | 俺先来“大胆”地推测一下greendot大师的结论
纵观BUCK 和BOOST 两个拓扑。开关管并联的RC 和二极管并联的RC 在交流通路上两者是并联的关系。也就是说:两者在续流电感电流上二者的地位等效的!
何为开关节点?连接 S- L- D 三者的交点,从L 看过去,无论何种拓扑,并联在S的RC和并联在D的RC 是并联的关系,二者续电感电流上地位等效。 |
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| | | | | | | | | | | greendot, 请问73楼分析有无问题?thanks! |
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| | | | | | | | | | | 73楼的说法有没有问题 ? 大家发表发表下言论嘛。。。。。。 |
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| | | | | | | | | | | | | 本来我要先回答这个问题的,被你抢了!
呵呵,同意你的分析,用我的说法是开关和二极管是电感的换流的两个渠道,开关上出现尖峰,二极管上也必出现尖峰。二极管和开关上的电压的差值是恒定的,因此限制二极管与开关管的尖峰是等效的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 开关上出现尖峰,二极管上也必出现尖峰。二极管和开关上的电压的差值是恒定的
这段话,看的不很明白,请兄台举个例子详细说说。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | blueskyy老师:我哪里敢“逗你玩”啊,主要是晚上享受生活时间,不上网。
我觉的,其实我说的应该就是你的意思,只不过换了我的表达方式。
我说的这句话的意思是:作为三种基本的拓扑(他们的衍生拓扑就不说了),二极管和开关管相当于并联的(去掉输入电压或者输出电压,把这两个电压看作是恒压源)。举例说,BUCK的开关管与二极管之间串入了输入电压,这是个恒定值。BOOST的开关管与二极管之间只串入了输出电压,这也是恒定值。BUCK-BOOST的开关管和二极管之间串入了输入及输出电压,这还是个恒定值。因此在开关管上出现尖峰的话,根据回路电压的那个KVL定理,二极管上必出现反向的尖峰。因此二极管和开关管只要有一个加吸收,另外一个也就不会出现尖峰了。
欢迎blueskyy老师指教 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 哈哈,兄台和我想到一快儿去了。。。。。。。(老师,这个称呼可不是乱叫的,以后千万不要叫了,叫俺buleskyy兄就满足了) |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 主要是看东方这种牛人都管你叫老师的,我觉得应该向牛人看齐,so。。。。。呵呵 |
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| | | | | | | 你这一番话说得云里雾里,不知道会引起多少的歧义呢。 |
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| | | | | | | | | 引起的歧义越多,说明引起的思考越多,是好事情。请大家尽量发表不同的看法,畅所欲言。 |
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| | | | | | | 能不能讨论下全桥电路的吸收!我们目前正在做的电路拓扑是BOOST+全桥,然后整流输出一个直流电,用RCD缓冲,效率最大的时候是84%,目前都只有80%左右,之前用RC缓冲电路,电阻非常烫,于是改用RCD,电阻发热减小很多
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| | | | | | | | | 这是前面的boost电路的简化,实际参数也附上,请各位帮忙看看 |
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| | | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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| | | | | | | | | | | 经常看到别人提吸收电容的经验公式,100A对应1UF,我们是30-50V输入,65V输出,功率在5KW,在效率只有80%时,电流有效值就有200A了,而且在实际电路测试过程中,因为IGBT的电压尖峰很大,在3000W的时候就140V左右了,考虑到IGBT的安全问题,加了缓冲电容后,电压尖峰就可以被削减。
可是我们也发现,这样一味的加电容,虽然电压尖峰是减小了,可是效率降低了,而且还有振荡,一点都不理想。
如果减小缓冲电容电阻,输出5KW就不知道能不能实现了? |
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| | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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积分:109912 版主 | | | | | | | 在这个大电流的情况下,考虑的就不单纯是电路的问题了,要考虑你的工艺。另外IBGT可以直接在CE两端并联小的无感吸收电容,不需要R。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 楼上牛人,我是新来的,不熟。不过楼上说的很对,RC吸收中的R主要是在开关管开通时限流用的,但是加了D1后,这个电流没有限制的必要了,它不会对开关管造成损害。所以是多余的(呵呵,为了得鼓励奖的那本书,只要有想法就都回帖子了) |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 这个电容是钳位的,不过nc965 斑竹说,这个钳位用在这里犯了大忌。。。。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | buleskyy兄:你的发言总勾起我发言的欲望,又跟着你发言了
这个电容犯了大忌怎么说啊?不明了还望兄台指教啊! |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 哈哈,有欲望就好。
不是我说的,是NC965斑竹说的。我也正纳闷呢?请NC965 斑竹帮助说说,兄弟们都憋着呢。。。。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 一般钳位是对输入或者输出(电容)的钳位,这样能量才能被回收利用,你这里是对一个大电容的钳位,电压是稳主了,能量却没有被回收,难怪效率低。
刺猬鱼这个案子已经有了答案,只需要在141楼最后那个图上加上少许RCD吸收,效率就上去了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | |
141楼的图等效过来就是这样,C2、C3就是吸收电容和电解电容,您说在这个图加RCD,可是我原来的就是加的RCD电路啊,您是指在哪里加RCD?资质愚钝,请您不吝赐教 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼层太乱,现在才看到你的问题,不好意思。
第一个问题,电路图是等效的,但是PCB布线如果遵循我说的方法,效果有显著差别。如果弄得好,二极管可以不吸收,不过稍微吸收一下也无防,比如330p+100Ω2W。
MOS还是要吸收,而且至少应该是RCD吸收。估计你这个案子,二极管用byv26c,电阻33Ω5W,电容680p,应该可以了,前提是你已经按照葵花宝典做了处理。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | “葵花宝典”如此好书,nc965老师即已练成,何不将此宝典公众于世,也让坛里出现一大批有如东方不败的高手,可好? |
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| | | | | | | | | | | | | | | 王工,为何IGBT可以在CE直接并联C,不需要,R,我正需要做实验,还望得到其中的奥秘之处,此外,手头仅有高压瓷片电容,全桥,输出2KW |
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| | | | | | | 而是不加电容或者容量小了 都会造成尖峰过高 ( 次级的桥式整流) 那怎么办啊 |
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| | | | | 回归本质,遵守能量守恒,所以吸收回路跟通过的励磁电流有绝对关系! |
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| | | | | | | | | 2只HFA15TB60并联,超快恢复二极管。MOS是3只SPW20N60S5并联。 |
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| | | | | | | | | | | 超快恢复二极管 也不是理想二极管,把恢复特性计进去会有不同的结果 |
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| | | | | | | | | | | | | 用真实器件才能说明问题,为什么要用理想二极管?
效果是反压尖峰完全消失, 已经与二极管参数没有关系了 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 想一下如果L5=0,二极管恢复时间30nS,375V加在L4上,有多大电流,有多大能量,会有多大尖峰 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 想一下不如仿一下,仿一下不如做一下。
375V加在L4上,有多大电流,有多大能量,仿一下就知道了。会有多大尖峰?没有尖峰,一点没有。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 所以问:仿真时二极管是理想二极管吗?计入反向恢复了吗? |
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反向恢复电流峰值12A,反向恢复时间差不多30ns |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我看到过一个5KW的boost+BUCK电路,整个主电路很简单,就是在拓扑电路的基础上,加了几个磁环同时并上电阻,如果按照您说的,那是不是就是该电路考虑了布线上的漏感?
我看了该电路的输出各个点的波形,除了尖峰很大之外,其他一切都很好,而且效率在5KW的时候可以做到95%,真是佩服的无话可说了 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你说的这个正是我们最终要讨论的,说不定我们还可以比他做得更好。前提是,这里面究竟有什么蹊跷,必须先求得甚解。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 回头我按照您说的考虑布线漏感的方式再仔细看看这个电路,我们跟这家做电源的合作也不是第一次了,每次买回来的电源,都是看起来很简单的拓扑,然后加几个磁环就搞定了 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不太明白仿真过称,你图中反向恢复电流高速回头的时候,L4上没有电压?还是有电压,但此时二极管定义为直通,所以没有反映出来 |
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| | | | | YTDFWANGWEI:不错学习了,这个是MOS管关断的时候,考虑MOS管开通的时候呢?如果是理想二极管需要不需要吸收?
nc965:问得好,问到点子上了,D的尖峰反压就是在MOS管开通的时刻发生的,而不是关断时刻。
东方:那就再做作业呗。
XW:假设D是理想二极管,当S接通时情况怎样?
东方:D立即截止,原来L的电流改由S通过。S和D都没有过冲波形。
XW:但是有L’存在,有没有关系?
东方:电感会阻碍电流上升的前沿,但不会对S或D产生危险高压!
XW:那就无需吸收了?
东方:不要忘了D是理想二极管的假设!
XW:那么D不是理想二极管呢?不过是要考虑很短的反向恢复时间,难道就有多大不同?
东方:不能小看这点不同,从名称上就知道这种管子与众不同,像发光二极管、稳压二极管等都是用功能来命名,而快恢复管却是强调了其中的一个参数,可见其重要。
XW:但是,你有办法推出D的尖峰反压是怎样产生的吗、
东方:如果有的话自然会出来。
- 设电路工作于连续模式,S导通前,D就有电流。
- S导通,D不能立刻截止,产生左方回路电流,注意阻抗极小,电流极大。
- Trr过后,D截止,电感L’电流不能中断,在D的负端产生高压脉冲,或称尖峰反压。
XW:嘿!还真给你搞出来了!快找专家看一看对不对啊、
东方:没信心?
XW:怎么吸收?
东方:在D上加RC即可。
XW:我在S上已经有RC吸收,行不行?
东方:那不行!你忘了重要结论啦?
【重要结论】在实际电路中,S和D都要有适当的吸收回路,缺一不可。
Greendot:Buck 和Boost里,如果把输入/输出电容看作AC短路的话,RC放在开关管上就等於放在二极管上,反之亦然。当然实际中有许寄生参数,两条路线会有点分别。
XW:有大师教导在此,由不得你的【重要结论】行时了。
东方:哎呀呀!你怎样理解大师的论断的?我讲的是“在实际电路中”,大师有诸多假设。就像YTDFWANGWEI大师,还假设理想二极管怎样。
XW;Greendo大师什么的假设?
东方:假设没有分布参数。
XW;你有没有?
东方:我重点考虑的就是分布参数呀!
XW:如果没有L’怎么样,要不要吸收?
东方:如果没有L’,我也没有D上的尖峰反压了。
XW:那nc965说“D的尖峰反压就是在MOS管开通的时刻发生的。”怎么回事?
东方:就是有分布电感呀……和你拎不清了。
XW:YTDFWANGWEI问:“考虑MOS管开通的时候呢?如果是理想二极管需要不需要吸收?”
东方:现在结论有了:
【结论】如果是理想二极管S开通时不需要吸收,即使存在分布电感时也是这样;
但实际二极管在考虑分布电感时,必须加吸收电路。考虑到关断时的情况,S、D都要加吸收电路,缺一不可!否则很容易被尖峰电压击穿!勿谓言之不预也! |
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| | | | | | | 哈哈 ,理想状态(没了恢复,没了寄生电感,没有。。。。)就不需要吸收。这就是拓扑结构里没有吸收电路的原因。还是那句话:吸收不是拓扑的需要,是工程上的需要。。。。。。。 |
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| | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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- 图中没有画出由于二极管反向恢复时间造成的电流冲击回路
- 为什么要假设是理想二极管呢?因为我认为如果二极管是理想的,即使有分布电感存在也不会造成尖峰的产生。
- 如果是实际情况,我一般在二极管加吸收的居多。
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| | | | | | | | | 好,再画个图:
XW:红线标的电流就是S接通瞬间的冲击电流吧?二极管怎么可以反向导通呢?
东方:这就是实际情况,只要是有反向恢复时间,就必然有极大的反向的冲击电流,该电流近似短路电流,所以不能小觑。在这么大的电流冲击下,很小的接线电感也不能忽略。
XW:如果是电流断续模式,还有冲击电流吗、
东方:没有。断续模式在S接通前,主电感电流已经为零,二极管不会反向导通。 |
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积分:109912 版主 | | | | | | 是的,这个图才是由于二极管反向恢复时间造成的电流冲击回路。 |
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| | | | | 通过80楼的仿真验证,对于Buck,我们可以得到以下重要认识:
1、输入回路和二极管回路的分布电感,是引起反压尖峰的罪魁祸首。与输出滤波回路无关。
推论:输出滤波电容是不是接地中心无关紧要。
2、输入回路或者二极管回路的分布电感中的任意一个消失,则二极管反压尖峰消失。
推论1):二极管反压尖峰跟这两个回路的分布电感关系大,跟二极管反向恢复参数关系不大。即:二极管反向冲击电流不会引起反压尖峰。
推论2):只要采取减少二极管回路的分布电感这个单一措施,就能够有效地减少二极管反压尖峰,使得处理二极管反压尖峰成为一件很容易的事情。
推论3):上述措施下,即使增加输入回路的分布电感也不会增加二极管反压尖峰,这就允许我们在输入回路故意增加以达到缓冲或者软开关目的的感性元件。
3、输入回路和二极管回路的分布电感都要影响开关管反压,只有这两个分布电感同时消失,开关反压尖峰才会消失。
推论1):上述推论2的措施,同时是减少开关反压的重要措施,一举两得。
推论2);由于上述措施不能完全缓解开关管的反压尖峰,因此开关管应当单独考虑吸收,且与二极管吸收无关。
推论3):开关管的吸收与二极管反压尖峰无关,即增加开关管的吸收不会降低二极管反压尖峰。同样,二极管的吸收也不会缓解开关管的反压应力。 |
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| | | | | | | 感谢nc965大师的精美资料。但有的结论和电路分析不太一致,能不能进一步解析个中原因。
如:输入回路或者二极管回路的分布电感中的任意一个消失,则二极管反压尖峰消失。
实际上,输入回路的电感也会产生二极管反峰电压。
又如:二极管反向冲击电流不会引起反压尖峰
实际上,是二极管反向冲击电流直接引起反压尖峰。
这些问题的解决,不仅可以提高我们对吸收的分析水平,也可以使仿真更加接近电路实际,功莫大焉! |
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| | | | | | | | | 东方老师自编的对口相声里,XW是哪个?
XW 小薇? 校卫? 骁尉?小伟? |
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| | | | | | | | | 东方是个细心的人,确如你说,为什么输入回路或者二极管回路的分布电感中的任意一个消失,二极管反压尖峰就会消失?个中原因我没有进一步分析,因为再深入的分析这个贴就不知道猴年马月才能结贴了。
我在98楼说到:这个贴是准备系统地讨论吸收,目前进展缓慢,仅仅进行到第一种误区的第一种现象(Buck),而且还没有结论。
所有误区排除了,才能够讨论正确的方法、技巧和具体计算。
只能慢慢来了,一个问题一个问题地搞清楚。所以顾不上中间插进来的问题,有的跟贴没有回复,对不起了。
不过,我相信,也希望,所有问题最后都会尘埃落定。
因此,只要有了结果我们就有办法处理了,更加深入的成因分析请你或者任何有心人来继续吧。
请把我的图带回你的家
请把你的分析留下
明天、明天
让所有工程师遇到尖峰都不怕 |
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| | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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积分:109912 版主 | | | | 2的前提是错误的,因此推论也不成立,即使存在输入回路或者二极管回路的分布电感,如果没有二极管反向恢复之间,在二极管上也不会产生尖峰,我们减小漏感能减小二极管关断的尖峰是对,但我们减小漏感减小的是漏感储存的能量,而这个能量是哪里来的?这个能量的产生恰好跟二极管反向恢复时间的长短有关系。
3的前提也不成立,在MOS管开通的时候,二极管回路的漏感是没有能量存在的。因此二极管回路的漏感跟MOS管的关断反压是没有关系的。 |
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| | | | | | | | | 现在已经不是在说前提了,说的是结果。产生这个结果的前提是什么?是我的仿真电路的接地方式,只有这样的方式,才能把各个分布电感的影响单独地暴露出来,如果你认为这个前提有问题,你可以采用别的抽象方式,我相信,最后结果还是一样的。
实际上,这个结果我虽然有预料,但是仿真结果仍然有些出乎意料。
但是有个情况是早就预料到的,而且始终在说,那就是:二极管反向恢复特性不会引起二极管本身的反压尖峰,不但不会引起,而且会降低自身的反压尖峰,因为反向恢复通道就是一个反压尖峰的泄放通道。仿真也证实了这个预料。
现在是说的第一种误区的第一个种情况,Buck二极管吸收,还没有说到漏感,漏感是第一种误区的第二个种情况,副边二极管吸收。 |
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| | | | | | | | | | | 李工:还得再开个帖子讨论[二极管的反向恢复]问题了。 |
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| | | | | | | | | | | | | 支持,把二极管的反向恢复问题讲透,书上大都是讲得比较笼统 |
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| | | | | | | | | | | | | 这个在第二个误区:“二极管吸收”里面讨论,先把前面的问题了结了再说。 |
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| | | | | Buck续流二极管反压尖峰的处理:
经过80楼的仿真验证和111楼的归纳,我们可以得到Buck续流二极管反压尖峰的正确处理办法。
Buck典型电路如下:
欲减少二极管回路的分布电感,二极管布线应尽量简短明了,保持最简洁的续流通道是第一追求目标。
为减少输入回路的分布电感,可以增加一个低ESR无感电容与二极管连接,以此作为系统接地中心,并力求与开关单元形成最短的高频回路。如图:
如此简单的措施即可大幅度减少二极管反压尖峰,最关键的还是布线。只要布局合理,甚至不需要吸收。如果仍然有尖峰,再考虑二极管吸收。即使二极管吸收。也只能意思意思就可以了。换句话说,如果不能靠意思意思的RC吸收解决二极管尖峰问题,那你的布局还有问题。如果你根本不需要吸收,那你的技术也炉火纯青了。
保持最简洁的续流通道是第一追求目标是什么意思呢?走线最短,最粗、最直、最近,不能串磁环(要串另外找地方串),线路最简单,不能随便增加附加电路(特别是串联电路),甚至RC吸收也是要忌讳的。 |
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| | | | | 各位注意了,上图(121楼)暗藏蹊跷,此法暗藏玄机,大家细细品位了。
答案就在本贴内,甚至就在提问内。 |
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| | | | | | | 那么把MOS和二极管之间线路尽量短,并且要离电容尽量近些(BUCK要离输入电容近,BOOST要离输出电容近).就不需要很大的吸收.对BUCK和BOOST都使用 |
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| | | | | | | 这个BOOST 图和 77楼刺猬鱼的吸收 不同吧。。。。
感觉141楼 C1的吸收有点问题。C1和C3是完全并联的。 |
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| | | | | | | | | 121楼的C2、C4也是并联的,玄机就在这里,做案子的工程师自然明白是怎么回事。 |
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| | | | | | | | | | | | | 电解电容内阻大、有感、低频器件,位置一般远离MOS,明白? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | C1不是吸收,只是拓扑里面的一个元件。要说成是吸收也可以,叫系统吸收,或者拓扑吸收。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 我的理解:
是不是利用电解电容的大内阻、有感特性,等效成一个吸收电路? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 很简单地问李斑竹:按你141楼的下图 这个接法,MOS 断开瞬间,在二极管D1 正向恢复没有完成前,电感L1的电流往那里流??????? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 请知道的朋友,帮解释下156楼。thanks。。。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 什么正向恢复?正向恢复只是书本上一个概念,谁真正观察到正向恢复?别说开关电源那几百KHz的频率,就是在微波频段也没有观察到正向恢复。
吸收的另外一个误区:拿正向恢复来说事。
141的图就是Boost,啥没变,你说说Boost电感L1的电流该往那里流? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 哈哈,这个就让东方先生出来解释解释“什么叫正向恢复”。。。。,一切讨论的起点始自东方先生的33楼话题。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 正向恢复 :主要由二极管结电容存储的反向电压电荷引起。
不过我主观推测时间应该是极短的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 哈哈!这下子东方又要引用:
YTDFWANGWEI:可不要全摁在我身上呀!
不过这次只有全摁在东方身上了,33楼首先提出正向恢复概念。请讲一讲为什么有正向恢复时间,怎样证明?谢谢! |
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| | | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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积分:109912 版主 | | | | | | | | | | | | hehe ,楼上的只要一出来,东方先生肯定很快就出现了,我们拭目以待。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 可以说东方是被你们搞得欲罢不能啊。还记得电烙铁暂态过程,也是你们二位一定要算出功率分瞬时功率与长期功率的,那次是YTDFWANGWEI先生追的更紧。这次呢,又出来一位blueskyy先生也是十分了得。dfjijin先生也没闲着照例乘机起哄。然后YTDFWANGWEI先生来一句:你也有中招的时候呀!于是大块人心。
XW:他们关心的是到底有没有“正向恢复”可别把正事儿忘了。
nc965:什么正向恢复?正向恢复只是书本上一个概念,谁真正观察到正向恢复?吸收的另外一个误区:拿正向恢复来说事。
东方:这可给东方出了一道难题,正向恢复可不就是是书本上一个概念嘛!这话没错。但东方接受了这个概念。有图为证,二极管电路模型:
XW:从这等效电路上,能说明正向恢复概念吗?
东方:Boost电路S断开时,电感的作用使电流不能突变,二极管呈现高阻,导致尖峰电压出现。反之,实际电路若有反压尖峰波形,就可以作为正向恢复时间的实验证明。东方支持观念改革,若能推翻正向恢复,使尖峰不再危害,当然也是好事! |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个等效是成立的,不仅对二极管,对任何二端器件都可以这样等效。这就是书本上正向恢复的概念。这只是个概念,对电阻和电容也可以引申,比如“电阻的正向恢复时间”,如果你愿意的话。
也就是说,正向恢复并没有像反向恢复那样的与半导体载流子运动有关的半导体物理学机制,半导体厂家一般也不承认和给出这个参数。
这里面起主要作用的是电抗,而电抗直接与导线的长度相关,一般而言,二极管管芯的几何尺寸远小于引出线(管脚)的长度,因此管芯的电抗远小于引出线的电抗,而引出线电抗远小于PCB布线电抗。这三种电抗只是程度不同,效果都是可能引起反压尖峰(或其他效应),我们应该(可以)不加区别地采取同样的措施去处理,不用区分哪部分是正向恢复,哪部分是管脚和PCB布线,更何况,真正不能靠改善布局人为控制的管芯那点电抗(即所谓正向恢复)与整个电抗相比是非常次要的。如果把这个非常次要的成分作为设计的基础,会得到什么有价值的结论呢? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 那最后BUCK和BOOST电路应该怎么吸收才是最好的呢? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 真是公说公有理,婆说婆有理啊~
二极管的正向恢复,不仅仅是由电抗引起的吧?
也跟内部载流子建立的电场有关,也就是载流多子的扩散浓度有关,跟搀杂介质的浓度有关。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你说这个如果存在,才是真正意义上的正向恢复,但是目前没有被检测手段观测到。
东方说那个等效电路,就是电抗等效正向恢复的意思,这个可以被观测到。
问题是,任何器件的引脚,都有同样的问题,不仅二极管有,MOS也有,我相信这两个电抗无论其大小以及对电路的影响程度来说都是旗鼓相当的,为什么从来没有人把MOS的管脚电抗拿来说事,单单把二极管的拿出来说,还美其名曰“正向恢复”?
其实,所有工程师明白这一点就行了:所有器件的引脚都存在感抗、容抗、阻抗的等效。二极管也不例外,而且也没有什么不同。
二极管正向恢复是子虚乌有,是那些生怕问题还不够复杂、生怕大家还不够糊涂的学院派人士臆想的、杜撰的、强加给二极管的一个特性和参数。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 老兄说二极管正向恢复是子虚乌有,臆想杜撰的,这有点牵强武断了~
难道半导体制造商提供的DATASHEET上提供的正向恢复参数,也是杜撰的吗?
附件是vishay威世公司的一个超快恢复高压二极管:正向恢复125ns,反向恢复25ns。(第二页的首张表格)。
如果老兄觉得这个datasheet提供了子虚乌有的参数,可以投诉。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 上述说法是针对东方的定义:正向恢复电流建立时间的存在和影响,目的是说明这个时间并不存在,不要让大家形成错误的概念。既然张工紧追不舍,看来有必要把这个问题彻底搞清楚。
这是一颗典型的超快恢复二极管,我看不出它和其他公司的超快恢复二极管在特性和使用上有什么特别之处,这个料反向恢复25ns,正向恢复125ns,是其5倍之巨。我想,如果这个参数真的存在的话,那么其他公司的二极管这个参数也大致差不多。但是其他公司的数据手册上却找不到正向恢复时间这个参数。对于小5倍的反向恢复我们尚且斤斤计较,对于大5倍的这个参数甚至连提都不提,为什么呢?
答案只有一个,这个参数无关紧要。谁也不会拿它来说事。
晶纲禅诗:正向恢复主要由二极管结电容存储的反向电压电荷引起。不过我主观推测时间应该是极短的。
zkybuaa :正向恢复跟内部载流子建立的电场有关,也就是载流多子的扩散浓度有关,跟搀杂介质的浓度有关。
两位大师一语道破天机,二极管从反向偏置到正向导通确实有个过渡过程,这个过程确实如两位大侠所说是一个由内部载流子运动,抵消结电容存储的反向电荷直到正向电场的建立的过程。
什么意思呢?可以理解为结电容的先放(反向电压)后充的充放电过程,物理机制是结电容,或者叫势垒。
这个过程会带来什么影响呢?
与任何电容充放电过程一样,电压滞后电流一个时间差,这个时间差该手册表达为正向恢复时间(forward recovery time)。
电压滞后电流一个时间差的意思是:电流超前于电压提前导通,或者说正向电压还没有达到正向导通电压 Vf 之前,正向电流就已经开闸放水了。
也就是说:
1、 正向电流建立时间永远=0(先避开引脚电抗),这就是我们始终观察不到正向恢复的根本原因。
2、 正向电压建立时间相当可观,有什么关系呢?就那么不到1V的电压,我看一直不恢复最好。
如果觉得还没有说清楚,那就再换句话说:
二极管翻转时,无论正向反向翻转,在转向瞬间二极管都是直通的,经过一个反向恢复时间后反向电压建立,经过一个正向恢复时间后,正向电压降建立。
因此,多数厂家不给出正向恢复时间这个参数是有道理的,因为这个参数基本没用。
vishay公司给出这个参数也没错,我不投诉。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我的理解,二极管开始导通时,压降比较高,过一段时间才会回落到正常压降,这个时间就是Fwd. Rec.Time。有的认为这个现象像个电感特性(实与引脚的电感无关),与Reverse Recovery是个电容特性相比较。
二极管的turn-on time 其实很快,几个ns 而已。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 二极管翻转时,无论正向反向翻转,在转向瞬间二极管都是直通的 ????
这下好了,直接就全部否定了东方先生的推导的基石!
NC965斑竹一直说,吸收是工程的需要,不是拓扑的需要。请问:工程上什么的需要?为什么需要?需要的原因是什么?
你可能会说:不吸收就有尖峰,所以工程上有需要。这个尖峰是二极管自己特性产生的,与电感换电流无关(二极管翻转时,无论正向反向翻转,在转向瞬间二极管都是直通的)
另外:你给二极管恢复时间的定义是:电流滞后电压的时间。二极管的电流是随时都可有可无,电压可不象电流那么随意。这只是你自己的臆断。
是先有二极管电压再产生二极管电流,还是让二极管电压变化来适应有这样的二极管电流?正如同先有鸡还是先有
蛋,没有结果。反正鸡和蛋同时都存在,谁也无法在事实面前否认。。。。。。 |
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积分:109912 版主 | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 吸收是工程的需要,不是拓扑的需要
我是这样理解的:在拓扑分析中,我们都是从理想情况出发,因此一些影响尖峰的因素在拓扑分析中式不考虑的,你见那个分析拓扑原理的时候考虑过?而在实际设计中,也就是所谓的工程中,这些因素是不可避免的,因此造成的后果就是吸收、箝位。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼都这么高了,再来解释“吸收是工程的需要,不是拓扑的需要”没有必要,所有的人都理解并同意这句话。
要想搞清楚:为什么要吸收?如何吸收?就得要搞清楚 二极管是如何流通及截止电流的机理。否则,只知道加RC吸收有效,但为什么,搞不清楚。因为二极管如何启动 / 截止工作不知道呀。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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积分:109912 版主 | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这些东西,估计纯的理论家都搞不明白,我们做产品的有必要搞那么清楚吗?把一些基本的东西搞明白,知道一些普遍现象的产生原理及解决办法我觉得就可以了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼层实在是太高了,还在正向恢复这个问题上纠结,我建议,谁对这个问题感兴趣,谁把这部分内容COPY过去,另外开个贴继续讨论。
我是不想参加讨论了,该说的已经说完,如果还有愿意相信正向恢复存在的人,不妨拿放大镜继续找找它存在的证据。
反压尖峰才是我们关注的重点,如果到现在还有人不知道反压尖峰的成因,说明他根本没有仔细阅读本贴的内容,反压尖峰的成因是分布电感或者电路中其他非拓扑等效感性成分。哪部分分布电感、多大的电感引起多大的反压尖峰都给出了具体数据,我想我已经尽力了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 李工:赶快另开一帖。
不过我先提点自己的看法,讨论吸收问题,最好一个一个有针对性地分析讨论。因为对原边开关MOS管的吸收,
与副边超快二极管的吸收,虽都是吸收,但方法着重面有别,以及正极、反激、全桥、半桥(LLC)、移相谐振.....
拓扑结构不同,吸收措施亦有区别。 |
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| | | | | | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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- 帖子:45931
积分:109912 版主 | | | | | | | | | | | | | | | haha,从宏观的角度来看,原来二极管中没有电流流过,现在想让他流动必然有一个推动力跟一个加速度的概念,这个是不是可以看作正向恢复时间? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 有点意思。把正向恢复时间归于引线和PCB布线电感引起,这也未尝不可。说法不同而已。因为它对开关器件的尖峰反压冲击作用有类似之处。
XW:但是,实际情况到底是这样的呢?
【转帖】
二极管正向导通时候瞬态过程是怎样?
对于二极管的瞬态过程,通常关心比较多的是反向恢复特性。但是其实二极管从反偏转为正向导通的过程也有值得注意的地方。在二极管刚导通的时候,正向压降会先上升到一个最大值,然后才会下降到稳态值。而这个最大值,随di/dt的增大而增大。也就是说二极管在导通瞬间会产生一个正向尖峰电压,而且电压要大于稳态电压。快恢复管的这个正向尖峰电压比较小,慢恢复管就会很严重。
东方:从上面的论述可以看到,正向恢复随di/dt的增大而增大,这一点和电感的特性相似,但不是说正向恢复时间就是看得见的引线电感造成的。
XW:nc965大师说是引线电感,也没错么。
zkybuaa:真是公说公有理,婆说婆有理啊。
东方:也不是这样。【转帖】说“二极管在导通瞬间会产生一个正向尖峰电压,快恢复管的这个正向尖峰电压比较小,慢恢复管就会很严重。”如果是由于引线电感造成,就不能有这样的差别。
zkybuaa:二极管的正向恢复,不仅仅是由电抗引起的吧?也跟内部载流子建立的电场有关,也就是载流多子的扩散浓度有关,跟搀杂介质的浓度有关。vishay威世公司的一个超快恢复高压二极管:正向恢复125ns,反向恢复25ns。
东方:看来确实有正向恢复时间的物质基础。这些本是半导体物理研究的内容,但现在对电路设计有很大影响,不得不关注。
XW:你不是说仅仅是说法不同而已吗?
东方:仔细思量,还是有点不同的。而且,从主观愿望来讲,nc965大师的取消论对电路设计更为有利。
XW;这和什么利益有关?
东方:如果真的不存在“器质性”的正向恢复时间,那就不会因正向尖峰电压而击穿二极管。可惜,美好的愿望往往会落空,事与愿违啊!nc965大师千万要顶住!就算全部否定了东方先生的推导的基石!我也高兴!
XW;不对呀!你咋自己称先生啦?
东方:引用blueskyy先生原文,篡改不得呀! |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 还别说,经过精密仿真,还真观察到了你们说的正向导通瞬间的正向电压的一个小的尖峰。
问题是,这个正向电压以及它的尖峰均滞后后于正向电流,滞后时间与电流有关,一般在ns数量级。而正向电流与驱动电压同步,没有任何延时。 |
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| | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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积分:109912 版主 | | | | 各有优缺点
从吸收的效果来看:
1、你的电路中,只有当MOS管电压达到输出电压以上时,电容才相当于短路开始起到吸收作用。
2、在采用RCD吸收电路中,电容电压可以降低的比较低从而吸收效果要好一些。
从损耗的方面来看
1、你的电路中,能量是可以传递到输出地,因此损耗小。
2、在采用RCD吸收电路中,吸收越好损耗要越大。
因此,还是你说的那句话,吸收式工程需要不时拓扑需要,采用什么样的吸收方式要看工程及工艺的设计情况。单独拿出一部分电路来都要求最简洁的续流通道,可综合成一个整体,必然有取舍。这个是工程无法兼容的。因此我们只能从理论上来说明,实际使用还要看实际情况。 |
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| | | | | | | | | 你可能理解有误,这里说的不是吸收,说的是减少反压尖峰的技术措施,吸收在外,需要的时候另外再加吸收。
图中画出的是没有吸收的电路拓扑,吸收电路不在图中。
现在才讨论到单端拓扑的吸收误区,还没有讨论到如何吸收,所有误区排除完了,才谈得上如何吸收。 |
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| | | | | | | | | | | 这个帖子,好长好长,费了老半天劲,才算看完。
帖子前半段,以东方大师的 正向恢复为向导,展开长篇大论。
中间GREENDOT大师,冷不丁给出来个结论,引人无限遐想。
最终,NC965大师以80楼的仿真结果为依据,将讨论引领到另一个方向,就是以仿真结果为依据,从结果来推导原因。
但不知NC965大师,是否对80楼的电路图,做过如下仿真?
1、原电路不变,先去掉L5,仿真的结果,自然是二极管没有反向尖峰。
2、加上L5,仿真的结果,自然是二极管存在反向尖峰。
3、再次去掉L5,仿真的结果是什么呢?二极管存在反向尖峰。即使删除原防真结果,重启SABER仿真,依然存在这个电压尖峰。这就直接推翻了你在111楼中的重要结论的第二条。
不知NC965大师用的SABER软件是D版还是正版?
个人愚见,对于仿真这种工具,在大局上可以相信它,至于在细节上,不能太过依赖。 |
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这是我仿真80楼电路的结果。
窃以为 在细节上的仿真,很大程度上,在于模型上的描述是否详细。
因为要考虑 分布电感 反向恢复时间与电压尖峰之间的关系,那么二极管的模型中,是应该包含分布电感的。 |
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| | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109912
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积分:109912 版主 | | | | | | |
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| | | | | | | | | | | | | 谁能把此帖的回复总结一下就是太棒了。。。精彩的内容。。。 |
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| | | | | | | 很感谢有这么多老师在这个帖子里的讨论,我今天一下午加晚上都在看这个帖子。这里我对141楼有一个疑问。在buck电路中李老师用C4来控制开关管的反向电压尖峰,但是当C4的电量充到开关管开通的时候,里面的能量怎么释放出来呢?是回到左边初级电源处吗? |
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| | | | | | | 另外,关于输出DIODE的 吸收,我现在采用的是实验法,感觉比较麻烦,希望能得到大师们的指导。
能否推导下图中的取值,,
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| | | | | | | | | RC吸收的设计方法的难点在于,最佳吸收参数与太多因素有关,比如漏感和变压器绕法、分布电感电容、器件等效电感电容、电流、电压等级、di/dt、dvdt、功率等级、频率等。即使同样的对二极管吸收,不同的二极管型号需要的吸收参数可能差距很大。我感觉很难推导出一个通用的计算公式出来。因此,工程上一般应该在通过计算或者仿真获得初步参数后,还必须根据实际布线在板调试获得最终设计参数。
RCD吸收情况类似,理论计算只能确定个别极限参数,比如电阻的最小值应该满足开关管的电流限制,电阻的最大值应该满足PWM逆程RC放电周期,但是,吸收程度、也就是C的大小仍然只能根据需要(而不是计算)来确定。
原则是:使用尽量小的吸收功率获得尽量大的吸收效果。
一个RC吸收的典型设计(调试)过程:
这是对一个Boost二极管的RC吸收,其中Vd是二极管尖峰反压,Vk是开关管尖峰电压,Pr是吸收电阻的损耗功率。 |
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| | | | | | | | | | | 李工,如此说来,在实际实战的时候是得调试,找到最满意的效果了。那在大批量生产的时候,是考虑漏感布线一样,按照一个调试的结果了? |
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| | | | | 仅此一个吸收的话题。越是研究。发现自己懂得的越少! |
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| | | | | | | 留个句号。
我还发现 c与r的值对辐射也有影响。。。 |
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| | | | | | | | | 的确,有了C,dV/dt就不会很大了,对辐射有好处。 |
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| | | | | | | | | | | 我一直对这个值的计算犯怵,只是在调试的时候,临时选取的,没有理论过程的分析。。。。 |
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| | | | | 没看之前懂一点,但说不明这一点是什么。看了之后发现一点都不懂,我相信多看几遍会懂的,多谢各位的精彩分析!----------------------电源新人 |
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| | | | | 新人前来学习!!感谢各位大师不吝赐教!!衷心学习!! |
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| | | | | | | 新人前来学习!!感谢各位大师不吝赐教!!衷心学习!!
都是新手呀,这些内容很丰富的 |
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| | | | | 围观大神们交流,收获颇丰。。。虽然有很多看不明白,但至少知道了努力地方向。。。 |
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| | | | | 这个吸收关键看你的主电路设计的怎么样,还有就是吸收电路的设计
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| | | | | 缓冲电路(Snubber Circuit)又称吸收电路,它是电力电子器件的一种重要的保护电路,不仅用于半控型器件的保护,而且在全控型器件(如GTR、GTO、功率MOSFET和IGBT等)的应用技术中,起着更重要的作用。 |
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